Differensielle inngangstrinn - en bittepitteliten nerdetråd
- Trådstarter KJ
- Startdato
Diskusjonstråd Se tråd i gallerivisning
-
Jeg forsøkte å redusere impedansene rundt MFB-filteret litt, sånn at strømmene ut av OPA1611 i buffer og filter er 30 og 24 mA ved 100 W ut av Bifrôst i 8 ohm. Da får jeg 1,4 uV uvektet støy 20-20k Hz ut av inngangstrinnet og 6,3 uV ut av hele effektforsterkeren med inngangen kortsluttet. Det er 133 dB SNR. Hvis vi regner fra klipping ved ca 106 W heller enn designeffekten 100 W blir det 133,3 dB SNR.
Hvis vi i tillegg skrur opp forsyningsspenningen for chipampen fra +/-24 til +/-26 V vil den klippe ved omtrent +/-45 V på utgangene. Det er 31,8 V RMS eller 126 W i 8 ohm, kanskje litt på grensen for det termiske designet, men innafor hvis man ikke har tenkt å spille sinusbølger på max volum hele dagen. Støyen er de samme 6,3 uV, så SNR blir 134 dB. Da begynner det å bli vanskelig å argumentere for at vi behøver enda mer støysvake effektforsterkere enn dette, selv om litt mer overkill alltid er morsommere enn litt mindre overkill.Sist redigert:
Jeg liker Bifrost-konseptet. Armand har fortalt meg en del om den. Jeg tror også den burde egne seg godt til justerbar utgangsimpedans.
Inntrykket mitt er at vi med disse bufferene begynner å nærme oss grensen for egenskapene til disse op-ampene.Jeg testet i kveld å redusere kapasitansen i CM servoen. Jeg startet optimistisk med 33pF men det var like stabilt som en nordlending på spritfylla. Gikk deretter oppover til 330pF og da var det så marginalt at når jeg kikket litt hardt på den så gikk den bananas. Jeg måtte helt opp på 820pF for å få det stabilt. Så da var ikke den 1n jeg tilfeldigvis satte inn så veldig feil allikevel.
Å få delene ned på et kretskort kan potensielt gjøre ting mer stabilt men jeg er ikke sikker. Jeg prøvde alternative jordingspunkt på plussinngangen på denne opampen uten at det hadde effekt. Alle kabler loddet sammen og alle de tre små kortene har loddet jordforbindelse. Kun power supply går via koblingsbrett og avkoblingen skjer med loddet 100nF på alle opamper.
Neste øvelse blir å koble om til løsningen KJ foreslår. Det får bli i morgen.Sist redigert:
Ja, det går sikkert an å gjøre utgangsimpedansen justerbar, men hvorfor?
Jeg tror det går å komme enda litt lenger ned i støynivå, men det blir litt omfattende. Nå har Bifrôst 10 dB gain i inngangstrinnet (buffer og filter) og 10 dB i utgangstrinnet (komposittforsterkeren), så støyen på 1,4 uV fra inngangstrinnet skulle bli til 4,4 uV på utgangene om utgangstrinnet var støyfritt. Hvis utgangstrinnet bidrar med like mye støy som inngangstrinnet skulle summen (kvadratroten av to ganger kvadratet av 4,4 uV) bli 6,26 uV. Det er der vi er med 6,3 uV simulert støy, og da tenker jeg at det er brukbar balanse i designet som det er.
Hvis vi skal enda lenger ned bør vi også se på gainstrukturen og ta mer av gainet allerede i inngangsbufferen og mindre i utgangstrinnet. Det lar seg sikkert gjøre, det også, men det blir en større historie med stabilitetsberegninger og kompensasjon i komposittforsterkeren for å ta ned gainet tilsvarende der. Jeg vil ikke ha mer enn 20 dB gain totalt i effektforsterkeren av hensyn til gainstrukturen i hele anlegget. Så kan vi doble opp inngangstrinnet en gang til, fra 4 til 8 opamper i buffer og filter, og doble drivertrinnet i komposittforsterkeren for å redusere støyen der også. Jeg tipper at 136-137 dB SNR er mulig, men kost/nytte-kurven begynner å flate ut ganske merkbart og kretskortet blir ikke så kompakt lenger. Da bommer vi på andre deler av min beskjedne kravspec for Bifrôst.Sist redigert:
Rart at du må opp i 820 pF for å få den stabil. Er testoppstillingen med INA1620 på utgangen og OPA1611/-2 som CM-servo ?
EDIT: ser nå at INA1620 med -1 i forsterking så vidt kryper over 1MHz jf. fig 13 i databladet http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina1620.pdf
... CMRR bedre enn 80 dB helt opp til over 100 kHz var kanskje å håpe på litt for mye ...
Jeg gjorde ei kjapp simulering på kretsen i mitt innlegg #103 før jeg dro på jobb og det ser ut som det kan være mulig å holde CMRR på bedre enn 80 dB opp til over 20k Hz med en kondensator på 1 nF.
mvh
KJSist redigert:
Den ustabiliteten tror jeg lar seg forklare og fikse:
Selve CM-servoen er en op-amp som benytter seg av de to utgangs-opampene som feedback-loop. Når man kommer høyere i frekvens vil denne loopen bli mindre effektiv. Dette har dere adressert med kondensator som gjør feedbacken lokal. Men da oppstår et annet problem, nemlig at CM-servoen ikke lenger verken har eller lager en stabil spenningsreferanse. Jeg tror derfor man bør ha en kondensator til jord med i praksis tilsvarende karakteristikk som den som settes som lokal feedback. Denne gir et nullpunkt til utgangs-ampene ved høye frekvenser slik at kretsen ikke kan drifte. Når den ikke drifter vil heller ikke CM-servoen lenger generere korreksjonssignal som ikke er raskt nok til å strupe oscilleringen.
Her vil nok lengdene på kretskortbanene bety en del mht induktans i de leddene der det omsettes litt strøm.
Det er jo med forundring jeg registrerer at dette spørsmålet kommer fra nettopp deg. Har du ikke satt deg inn i hva current drive kan gjøre for høyttalere?Ja, det går sikkert an å gjøre utgangsimpedansen justerbar, men hvorfor?
Jo, forsåvidt. Legg merke til på slutten av det siterte.
Slik jeg ser det er current vs voltage drive et systemspørsmål på samme måte som gainstruktur. Det er strøm som gir akselerasjon til høyttalerelementet og skaper lydtrykk. Signalkilden sender et spenningssignal til effektforsterkeren. Et eller annet sted mellom inngangsterminalene på effektforsterkeren og høyttalermembranen må spenningssignalet "oversettes" til et strømsignal for å gi lyd. Den konvensjonelle arkitekturen er at det skjer i høyttalermotoren via dens impedanse. Det er unektelig litt klønete, men det funker. Nesten alle høyttalere og forsterkere på markedet er bygget til den arkitekturen. Alternativt kunne man gjøre oversettelsen i effektforsterkeren med et utgangstrinn som tilnærmelsesvis var en strømkilde og styre strømmen i høyttalermotoren direkte derfra.
Strømstyring har nok noen fordeler, men det skaper også noen nye problemer. Eksempelvis vil det bli en peak i frekvensgangen ved resonans. Den dempes ikke på samme måte i spenningsdrift, men forsterkeren vil trykke på like mye strøm ved en impedansetopp på 50 ohm som ved impedanseminimum på f eks 2 ohm. Det gjør definitivt noe med lyden, siden P = UI og U = ZI, så P = ZI^2. Altså en effektleveranse som følger impedansekurven i frekvens, mens høyttalerelementet gjerne er konstruert for å gi tilnærmet flat akustisk respons ved et spenningssveip. Det er også en iboende potensiale for strømdrift til å bli til et sveiseapparat hvis det butter imot. Med en spenningsforsterker vil termisk oppvarming av høyttalermotoren føre til høyere motstand og kompresjon, mens en strømforsterker bare vil øke spenningen så mye som nødvendig for å få gjennom like mye strøm. Om det er en fordel eller ulempe kommer an på.
Mine høyttalere har relativt høye impedanser (16 ohm mellomtoner og mellombasser), kraftige motorsystemer, lav masse og lav mekanisk demping. Bassene (Beyma 12P80Nd) har Qms på 6.6, 101 dB @2.83 V @ 1 m, nominell impedans 8 ohm, men hele 220 ohm impedans ved resonans. Lav mekanisk demping, lav masse og høy følsomhet gir noen fordeler i detaljgjengivelse på lave lydtrykk og i dynamisk realisme, så jeg ville vært tilbakeholden med å ofre alt det til fordel for drivere med mer demping.
Noen sitater:
http://www.humblehomemadehifi.com/download/Humble Homemade Hifi_Calpamos.pdf
http://www.speakerbuilding.com/content/1039/
Det er nok slik at mine høyttalere ble konstruert med tanke på at de skulle drives i spenningsdrift av chipamper med stort spenningssving og begrenset strømkapasitet. De passer bra i et konvensjonelt paradigme med aktiv spenningsdrift og litt eq, med et ønske om opplevd dynamiske høyttalere, men om jeg satte strømdrift på dem ville det bli verdens peak ved resonansfrekvensene for hvert enkelt element. Det kunne man selvsagt eq'e ned, men det er ikke opplagt at det kunne temmes helt bare med eq heller. Da er det ikke så mye å hente på å øke utgangsimpedansen i dette systemet, annet enn å tilføre en ganske brutal eq-profil i bassen. Med så utemmede impedansetopper i høyttalerne vil jeg tvert imot ha lavest mulig utgangsimpedanse fra effektforsterkerne.
Det kunne vært en interessant utfordring å bygge noe tilsvarende for strømdrift, men det ville vært et helt annet system. Ideelt sett burde nok en basshøyttaler for strømdrift ha langt høyere mekanisk demping enn mine, muligens en passiv Zobel-krets for å flate ut impedanskurven, og gjerne en eller annen form for aktiv posisjonsfeedback også. Men da vil mange av de egenskapene jeg prøvde å få til i disse høyttalerne muligens gå tapt på veien. Om det ville blitt en netto forbedring eller forverring er ikke så godt å si.
Mer f eks her: https://www.audioxpress.com/article/current-driving-of-loudspeakers-book-reviewSist redigert:Testing av KJ's post 103
Etter litt krøll med dårlig kontakt i en testledning fikk jeg denne i gang.
Jeg har gort en endring i kretsen. Jeg henter signalet til CM-bootstrappen fra utgangen på X1 og X6 i stedet fra - inngang. Da får man mulighet for gainjustering.
Min krets ser slik ut og skal være lik. Den simulerer også flotte kurver med ultra høy CMRR
Støyen på denne kretsen er som forventet lav og ligger på 2,3uV med forsterkning på 0dB.
Forvrengning er lavere enn jeg kan måle og ikke noe problem
Men CMRR er kun 76dB uansett frekvens.
Jeg har selvfølgelig dobbeltsjekket og er nå 99% sikker på at det ikke er noen feil i oppkoblingen.
Jeg byttet også ut CM-servo med en OPA2277 bare for å se. Denne fikk samme 820pF. Interessant nok påvirket ikke denne støytallet.
Jeg fjernet også CM-bootstrappen (U1) fra å mate CM-servoen uten at det hadde noen effekt.
Ved å droppe CM servo fra utgangen (U3) og kun bruke CM-bootstrappen som servo fungerer det bedre og vi får 104dB CMRR ved 55Hz, men ved 10k har vi kun 72dB.
EDIT:
Jeg forstår ikke hvorfor vi får så stor forskjell på simulering og på målinger i real life.
Det virker som om CM-servoen ikke klarer mer enn 76dB, og da har jeg prøvd med to forskjellige opamper. OPA1611 og OPA2277. Begge state-of-the-art opamper der den siste er optimalisert for low offset og lav biasstrøm.
Buffertrinnet jeg foreslo for noen dager siden med to instrumentforsterkere krysskoblet har CMRR på 90dB ved 20kHz, men det har ulempen med at støyen ligger på 2,8uV i stedet for 2,3uV.
EDIT 2. !!!!!!!!
Jeg er på sporet av noe her. Mulig jeg gjorde lurt i å si at jeg kun var 99% sikker på at jeg ikke hadde gjort en feil....Sist redigert:
Jaja, da var det godt jeg var 99% sikker på at du hadde gjort en feil da
Bare for å være litt mer saklig. Jeg snakket med Armand ved noen fullstendig ukristelige tidspunkter i natt, og da hadde han holdt på med dette en del timer. Siden resultatet var såpass svakt sjekket han forsterkningen i positiv og negativ del av kretsen. Der var det et litt stort avvik, så han gikk over noen detaljer og fikk det innenfor 0,0004%. Da var det på tide å ta kvelden, så nå venter jeg spent på å få vite hvilken CMRR for hhv diff ut og CM ut vi ender opp med. Egentlig driter jeg i CM ut, for den trenger vi ikke dempe mer enn ca 60dB, men diff ut vil jeg gjerne se over 95dB. Jeg har simulert med litt (10x) større avvik enn det Armand har målt, og da fikk jeg 94dB. Armand burde sånn sett ende på 100+...
Jeg ble plaget med besøk av familie og snømåking i dag, så fikk ikke sett på dette før nå.
Feilen jeg hadde gjort i går som forårsaket den dårlige CMRR var at jeg hadde satt på to 39 ohm i serie med utgangen på første trinnet i forbindelse med måling av kun dette trinnet. Jeg fikk nemlig en svak oscillering når dette trinnet måtte drive kabelen opp til måleinstrumentet. Disse to var jo ikke matchet og skulle egentlig ikke vært der når jeg koblet inn utgangstrinnet, men de ble glemt.
Jeg fant dem til slutt når jeg skulle gjøre gainmålinger av opampene på HOT og COLD hver for seg i forhold til jord (både 1611 og 1620). Disse to (HOT og COLD) har et avvik som Snickers nevnte på kun 0,0004% så det er nok ikke noe problem der.
Jeg koblet så inn kun CM servo og fikk dette:
Jeg koblet så inn kun 33pF på CM servo (OPA2277) og fikk dette:
Det hadde ingen effekt å senke kondisen til 33pF annet enn å skape bittelitt oscillering ved 1,8MHz.
Jeg koblet så inn U1 i tillegg.
Det har ingen effekt annet enn at CMRR blir et par dB dårligere ved lave frekvenser.
Når jeg måler spenningen ut fra U1 og U3 når dette er i drift ser jeg at amplituden fra bootstrap som forventet svinger med amplitude lik CM signalet. Ved lave frekvenser er U3 (CM-servo) helt uten signal, men ved høyere frekvenser begynner også U3 å jobbe litt, men kun ca. 1mV ved 15kHz. Dette stemmer faktisk med simulering også.
Siden det ser ut til at CM-servo (U3) ikke bidrar i særlig grad tar jeg ut denneog sitter da igjen kun med Bootstrap (U1). Da ser det slikt ut:
Fremdeles samme CMRR ved 20kHz på 70dB, men den er nå noen dB bedre ved 100Hz.
Jeg skjønner ikke hvorfor det skal være såpass stor forskjell på simulering og virkelighet. Simulert så skal CMRR ligge på 136dB selv med 0,004% feil i motstandsparene.
Kan du vise skjematikk på hvordan du har målt Armand? Er det mellom Hot (eller Cold) og jord?
Og hvilken CMRR fikk du uten noen form for servo?
Hmmm, jeg tror jeg har en idé til hvordan man kan senke støyen ut av Bifrôst med ytterligere noen dB. Nøkkelen er å få utgangstrinnet til å gå med unity gain, dvs som en ren strømbuffer. Det forutsetter 10 dB lavere gain enn nå, dermed 10 dB mer NFB, og derfor 10 dB lavere støy fra utgangstrinnet. Da går støyen fra utgangstrinnet ned fra ca 4,4 uV nå til ca 3,1 uV. Da må hele gainet tas i inngangstrinnet, nærmere bestemt allerede i inngangsbufferen, så støyen fra inngangstrinnet isolert sett vil øke til ca 2 uV. Ergo bør total støy på utgangene fra effektforsterkeren bli like under 4 uV et sted, igjen kvadratsummert inngangs- og utgangstrinn. Hvis vi fortsatt greier å skremme 125 W ut av den vil det være SNR på nesten 139 dB og 23 bits oppløsning. Så vidt jeg vet er det ingen ting på det sivile markedet som engang er i nærheten av den ytelsen. (Ytelsesdata på forsterkerne til ubåthydrofoner vet jeg ikke så mye om, men med budsjett til å sette tilstrekkelig mange AD797 i parallell kan det jo bli ganske lavt.)
Dette forutsetter litt kirurgi på feedback-kretsene i komposittforsterkeren, og det er ikke opplagt at denne idéen vil la seg realisere med uteffekter på 100-125 W som i det designet vi har nå, men det burde være mulig å realisere det ved lavere effektpunkter som 25 eller 50 W. I så fall kunne man lage en liten serie av Bifrôst 25, 50 og 100 som alle har SNR rundt 133 dB og 22 bits oppløsning. Det burde være interessant for en aktiv høyttalerkonstruksjon. Vi får kanskje ha den idéen på blokken til etter at vi har sett 100-wattsversjonen fungere.
Blir kanskje i overkant mye spenningssving for en signal-opamp?
Så var det bruksområdet da. 139dB SPL og 0dB SPL støygulv... hvilken driver hadde du i tankene sa du?
Sent fra min SM-G965F via Tapatalk
Utgangstrinnet er en brokoblet LM4780, i prinsippet en dual LM3886. 2x68 W nominell effekt i 4 ohm med +/- 28 V forsyningsspenning. Da er ca 120-130 W ganske realistisk ved brokobling i 8 ohm. Hvis du tar en standard LM3886 chipamp med 11x gain rett fra databladet, legger ca 50 dB NFB i en ytre feedback-sløyfe rundt den, og brokobler to sånne over høyttalerlasten har du konseptet. Den interessante delen er å gjøre den «unconditionally stable» også. Vi setter den i feedbackloopen for en OPA1612 (2x OPA1611) og legger på sjetteordens kompensasjon for å holde den stabil, litt «noise shaping» for å legge et minimum i THD+N ved 4-5 kHz, pluss litt fiksfakseri for å håndtere klipping etc.
Det har en del likheter med feedback-loopen i nCore, men her rundt en klasse AB chipamp i stedet for et par MOSFET’er som går rail til rail. Vi bruker også en annen løsning for å håndtere klipping enn den microcontrolleren Hypex bruker for å "knock out a couple of poles" fra feedbackkretsen nær klipping. Og altså sjetteordens kompensasjon i stedet for fjerdeordens som i nCore. Behovet for det har i sin tur noe med detaljene i open loop gain-kurven for en LM4780/LM3886 å gjøre.
Bruksområdet, vel, det er folk som sverger til 24-bits hirez, og de beste DAC'ene begynner vel å nærme seg 22 bits oppløsning. Jeg ser ikke noe poeng i å kaste bort oppløsningen i siste steg før høyttalerne. Og så var det dette med overkill. Vi holder da på med audio.
Sist redigert:
Misforstå meg rett, jeg digger bifrost- konseptet. Men 1612 "ser" kanskje heller ikke spenningen på utgangen direkte?
Sent fra min SM-G965F via Tapatalk
Nei, den ser ikke utgangsspenningen annet enn via feedback etter LM4780 og har sin egen regulerte forsyningsspenning. Like før klipping ved 125 W er peak-to-peak spenning over lasten +/- 45 V og utgangsspenningen fra siste OPA1611 +/- 10,7 V med den gainstrukturen som er nå.
Det er (som du kanskje påpekte) derfor det er en viss utfordring å få til samme utgangseffekt med 0 dB gain i utgangstrinnet. Som nevnt tror jeg ikke det går, men jeg tror jeg forstår hvordan jeg kan få til versjoner på f eks 25, 50 og 100 W med samme SNR. Med OPA1611 som drivertrinn i komposittforsterkeren og max forsyningsspenning på +/- 18 V blir det vel max 80 W i 8 ohm med 0 dB gain i effekttrinnet. (Husk brokoblingen som dobler spenningssvinget over lasten.)Sist redigert:
Der har vi det ja. Dette vil være et problem uansett hvilken løsning man velger.
Sent fra min SM-G965F via Tapatalk
Hva er i veien med kaskdekolinga, da slipper du hele diffen for å få nok spenningssving ?
Flott innsats med et skuffende resultat.
Testet du kun med OPA2277 som CM-servo ? Det burde dog ikke gjøre noen stor forskjell annet enn for noen flere utfordringer med stabiliteten.
Det virker ikke som CM-sløyfa har stor innvirkning på støynivået og presisjonen/matchingen av motstandsparet (R1 og R4 i INA1620) ser heller ikke ut å være særlig kritisk.
Den store forskjellen mellom simulering og måling er vanskelig å forstå. Vi må kanskje utforske kretsen litt mer for å se hvordan den oppfører seg.
mvh
KJJa, det er litt skuffende.
Slew rate på OPA2277 er kun 0,8V/us så jeg koblet inn OPA1611 som CM-servo, men det hadde ingen betydning. Slew rate på OPA1611 målte jeg til 8V/us med 820pF i feedback. Jeg prøvde også å koble CM-servo rett på + inngangene på INA1620 uten at det hadde noen effekt oppover i frekvens. Koblet rett på + inngangene får jeg 107dB ved 90Hz, men kun rundt 70dB ved 20kHz. Det er kun marginalt bedre enn å jorde + inngangene direkte.
OPA1611 har også en lei tendens til å oscillere så fort de får en aldri så liten kapasitiv last. Kobler jeg på scop-prober direkte på utgangen begynner de å klage.
Jeg gir opp kretsen litt nå, men det skulle vært moro å lage et kretskort med denne løsningen. Det er klart at et solid jordplan med god avkobling og korte signalbaner er kritisk i en slik applikasjon.
Feilen ligger ikke på servoen.
Sent fra min SM-G965F via TapatalkJeg tillater meg å bruke denne tråden til en diskusjon om jording.
Her er THAT kretsløpet.
Vi ser at det er tegnet inn en egen link mellom chassis GND og signal GND. Fra samme dokument kan vi lese følgene passasje:
Chassis ground should connect to circuit ground through one (and only one) low inductance path, usually at the power supply connector.
Men er dette egentlig nødvendig??
Når man overfører et signal differensielt er jo noe av poenget at jord ikke er med i signalet. Samtidig er det slik at spenningen mellom de to apparatene som skal kobles sammen ikke kan ha helt forskjellig jordpotensial. Med mer enn 15V forskjell vil man få klipping av signalet på positiv eller negativ side hvis man har +/- 15V supply på mottaker.
Vi har jo drodlet litt rundt et buffer siste tiden og jeg funderer på å la dette bufferet stå for all utligning av jordpotensial i en NC500 effektforsterker.
Her er en tegning av hvordan inngangsbufferet er koblet (Jeg har utelatt den aktive driften av midtpunktet mellom R4 og R6):
Vi ser at pinne 1 er koblet rett til chassis sammen med EMI kretsløpet og har ingen DC-kobling til forsterkerens interne GND. Pinne 2 og 3 er koblet til internal GND i forsterkeren via R1,R2,R4,R6 and R7. Den totale resistansen til intern jord i forsterkeren (sett fra pinne 2 i parallell med pinne 3) blir dermed 28250 Ohm. Hvis vi forventer en jordstrøm på inntil 100uA så vil dette skape en offset på maksimalt 2,8V og vi har mer enn nok spenningssving tilgjengelig til at dette ikke vil skape problemer. Her vil også den aktive driften av midtpunktet mellom R4 og R6 sørge for at man har en "rolig" jord AC-messig.
Forsterkerens kabinett vil altså kun jordes til 230V nettjord og til XLR pinne 1. All intern GND genereres og eksisterer kun lokalt og kobles sammen med avsender jordreferanse via pinne 2 og pinne 3 som forklart over.
Kabinettjord vil jo være koblet sammen med avsenderapparatet via pinne 1 med en solid leder i den balanserte kabelen så man burde ikke ende opp med store spenningsvariasjonen.
Er dette noe som kun vil fungere på et ideelt oppsett i en lab, eller vil man støte på problemer rundt forbi?
Diskusjon nr. 2. Single ended avsender av signal.
Rane foreslår i slike tilfeller denne kabelen: https://www.rane.com/note110.html
Men da vil all jordpotensial måtte utlignes gjennom pinne 2 og pinne 3's høye 28k til forsterkerens jord og det vil nok i mange tilfeller gå dårlig. Jeg mener derfor at i et slikt tilfelle så må shield og ground på avsender (black) kobles sammen på avsendersiden for å skape en solid jordkobling mellom avsender og effektforsterkeren. All støy som eksisterer på avsendersiden mellom jord og signal får man ikke gjort noe med, men det burde jo ellers fungere ypperlig med dette kretsløpet.
Eller: Er det bedre å koble intern jord i effektforsterkeren til kabinettet på ett sted, og da typisk der jeg regulerer ned til +/-15VDC.
Jeg skal teste dette etterhvert, men det hadde vært fint å høre noen argumenter rundt gode (og dårlige) løsninger.
Jeg er fristet til å tro at den dårlige CMRR-en i basiskretsen skyldes jordingspunktet mellmo 47k-motstandene. Det burde ikke være så skummelt å fjerne dette fullstendig for testens skyld.
HeadMan: Hva mener du egentlig med kaskdekolinga? Det er jo ikke spenningssving som gjør at vi jobber med denne spesifikke løsningen, men CMRR og støy. Ellers er man jo avhengig av litt mer enn utgangsspenningen på en typisk +/- 18V op-amp.
Ja, såg det etterpå. Her hadde jeg nok den curren drive ideen din i bakhodet. Derfor tanken omkring spennings sving. En opamp drevet F5 er vel det enkleste start i den sammenheng.
Også er cmrr en sammenlikning som kan gjøres når difftrinnet brukes "tradisjonellt" dvs positiv inngang og den negative som tilbakekoplinga, da cmrr plutselig blir noe helt annet.
Samtidig viser dette også hvor kritisk en ballansert signal inngang er når noen titalls Ohm gjør disse forskjeller med flere KilloOhms innganger.
Plundra i veg. æ e enda i diskret modus, nå som diskrete deler blir sjelden vare gir det spennanes utfordringe.
Nå er jeg på ganske sterke doser valium, så dette skjønte jeg ikke altfor mye av.Også er cmrr en sammenlikning som kan gjøres når difftrinnet brukes "tradisjonellt" dvs positiv inngang og den negative som tilbakekoplinga, da cmrr plutselig blir noe helt annet.
Samtidig viser dette også hvor kritisk en ballansert signal inngang er når noen titalls Ohm gjør disse forskjeller med flere KilloOhms innganger.
Vi opererer med to typer CMRR i en krets som bar balansert output. Den ene er forholdet mellom CM inn og CM ut balansert. Den andre er forholdet mellom CM inn og det som har blitt konvertert til differensialsignal.
Var det noe slikt du mente også?
WOW...
Nå er jeg på ganske sterke doser valium, så dette skjønte jeg ikke altfor mye av.Også er cmrr en sammenlikning som kan gjøres når difftrinnet brukes "tradisjonellt" dvs positiv inngang og den negative som tilbakekoplinga, da cmrr plutselig blir noe helt annet.
Samtidig viser dette også hvor kritisk en ballansert signal inngang er når noen titalls Ohm gjør disse forskjeller med flere KilloOhms innganger.
Vi opererer med to typer CMRR i en krets som bar balansert output. Den ene er forholdet mellom CM inn og CM ut balansert. Den andre er forholdet mellom CM inn og det som har blitt konvertert til differensialsignal.
Var det noe slikt du mente også?
Og det er den som har blitt til differensial jeg mente..... sitat: ...når difftrinnet brukes "tradisjonelt"... denne cm undertrykkelse gjør seg på samme vis gjeldende nesten som differensial forsterkninga for flere grunnkonstruksjoner av opampene når de brukes som forsterkere med positiv forsterkning, ie minker cm undertrykkelsen så minker differensial forsterkninga og.
Med tanke på opamp modellene så er de ganske forskjellige fra reelle på flere områder. i simuleringene: prøv å måle strømmen i power supply tilkoplingene som eksempel.
Ja, så lenge du har samme gain må det jo være en faseforskjell som forklarer det "store" avviket.Dersom det er kretskort som skal til for å komme videre, så oppdaterer jeg fjøsmekket i #71 (mono versjonen med XLR «through» ut) og bestiller en håndfull av dem. Siden dette blir min «svenneprøve» med SMD så avstår jeg fra å bruke INA1620, og det blir vanlige SO8 opamper og plass for presisjonsmotstander, Alpha MA eller Vishay S102J (3,81 mm pitch). Med balansert driver så kan jeg kanskje få bruk for den til en flerkanalsforsterker en gang i ikke alt for fjern framtid.
mvh
KJJeg sitter her i influensatåka og tegner prototypkretskort til en monoversjon av inngangstrinnet med CM-bootstrap & feed forward og CM-servo, og differensiell utgang. Kretskortet blir 5X9 cm med XLR inn / through og to parallelle utganger på kretskortkontakter (MTA 100), med tanke på at det kan passe i en effektforsterker. Jeg har lagt opp til mulighet for å eksperimentere med aktiv skjerm, dvs at CM-bootstrapen også driver skjermen i signalkabelen (søk ev på guard amplifier). Jeg har pepret kortet med et utall vias for å koble jordplanene og mht å redusere impedansen i alle «jord-halvøyene». Siden det bare er fem komponenter i kretsskjemaet som er koblet til jordplanet (uten om kondensatorene i avkoblingen av stømforsyningen og kontakter), så er det nok en «smule» overkill.
Selv om jeg på ingen måte er «loddevenn» med SMD-komponenter har jeg lagt opp til å bruke doble OPAMPer i SO8 hus, SMD-kondensatorer (1206) til lokal avkobling av OPAMPene og SMD-motstander (0603, R12 & R15) til feedbacken på OPAMPene på inngangen (IC1A, og IC3A). Jeg er veldig usikker på hvor knotete det blir å montere SMD-komponentene. Ifm SMD-ICene er jeg også noe usikker på hvor langt ned en kan/bør gå på isolasjons avstanden mellom lederne (track spacing). Dersom jeg kan gå ned mot/til feks 5 mil (5/1000 tomme), som mange PCB-produsenter sier de takler, så blir det litt bedre forbindelser av jordplan mellom komponentbeina på SO8, men det er kanskje mye større fare for utilsiktede loddebroer ? SMD-motstandene er valgt for å minimere feedbaksløyfa til OPAMPEne på inngangen, men jeg frykter at 0603 blir veldig smått. Jeg tror ikke jeg ønsker å bruke flere SMD-komponenter enn dette mht at det skal være greit å lodde det i hop.
Grafikken for kretsskjema og kort er som vanlig helt håpløs etter at HFS har krympet bildene. Send meg ev en PM med epost-adresse dersom noen ønsker å gå tegneferdighetene mine etter i sømmene. På bildet av kretskortet er det ikke vist jordplanene for å få et litt bedre bilde av selve rutingen. Jeg har lagt noe vekt på å gjøre signal-rutingen så lik som mulig for de to delene av det differensielle signalet.
Mht komponentvalgene forøvrig så er det 4 presisjonsmotstander med 3,81 mm rastermål mht å kunne bruke Alpha MA-serie eller Vishay S102J (Vishay har flere serier som kan passe) som har 0,01% toleranse, Disse strå rundt de inverterende utgangene (IC1B og IC3B - R18, R19, R20 R21). De andre motstandene er vanlige motstander i 0207 størrelse. Toleransene på disse er mye mindre kritiske, og vanlige 1% toleranser kan brukes. Motstandsparet R16 og R17 til CM-sløyfa kan dog ha nytte av 0,1% motstander, dersom vi får denne til å oppføre seg litt nærmere det den simulerer.
Mht å kunne bruke OPA1612, så lurer jeg på om disse bør ha en liten kondensator (rundt 10 pF, men avhengig av feedback-motstanden) i feedback sløyfa (mellom utgang og inverterende inngang) i alle tilfeller der forsterkingen er mer enn 1, og med inverterende forsterking. På databladene så peaker de en god del i den høye enden av frekvensresponsen, og de tegner den inverterende kretsen med 5,6 pF i kombinasjon med 2K feedback motstand.
mvh
KJ
Har selv vært gjennom en kraftig runde med influensa, derav min labre deltakelse de siste dagene.
KJ: Har du kommet noe lenger med dette?
Armand: Har du forsket noe mer på hvorfor du konverterer CM til diff når du har to identiske enkle forsterkere?
Sånn fra denne sidelinjen må jeg si at jeg syns det ser bra ut. Vanskelig å finevaluere PCB-utlegget når oppløsningen er slik den er. Jeg tar det for gitt at dette er et 2-lagt kort med gjennompletteringen basert på hva jeg kan se. Det å pepre vias er ingen dum praksis. Et radio-tips er å i tillegg å plassere ut vias rundt omkring i et tilfeldig mønster. Dette vil i bedre grad motvirke patchantenner og andre radiofenomener om det skulle skje. Er fullstendig klar over at dette ikke er et kort som har noe med radio eller høye frekvenser å gjøre, men det er kritisk mhp. støy. Hvis nå en av jordplanene gir en ressonans på en RF-frekvens og dette finner en (parasittisk) ulinær diodekobling i en transistor eller IC, så kan dette fint demodulere seg ned som støy i det hørbare området.
Nøkkelen til god separasjon med tanke på loddebroer, er loddemasken. Hvis du velger så liten lederbredde at du får leder mellom pinnene på en SO-pakke, så er det nødvendig at den har loddemaske. Ofte har noen PCB-produsenter problemer med så fine loddemasker.
Jeg kan ta en titt på PCB om du vil. Jeg sender deg epost på PM. -
Laster inn…
Diskusjonstråd Se tråd i gallerivisning
-
Laster inn…