Differensielle inngangstrinn - en bittepitteliten nerdetråd

[Midas]

Jeg vet det er kult å mekke egne kretser for å se om man klarer å finne den ultimate løsning, men kan jeg spørre om denne elefanten i rommet: Hvis dere henter inspirasjon fra bootstrap-mekanismen fra THAT, er det dat ikke et alternativ å sette inn en av linjereceiveren dems med høy CMRR? Eller når dere over ytelsen til denne chippen (skal innrømme og ikke ha sett detaljert på databladet dems).

 

[Snickers-is]

Chippene til THAT kommer ikke opp på høyde med en diskret løsning (diskret og diskret fru blom, altså med separate op-amper) verken når det gjelder CMRR, THD eller støy.

 

[Asbjørn]

Jeg så på dem for Bifrôst og kom til at de ville sette støygulvet for hele kretsen, så vi styrte unna. Når Armand måler vesentlig bedre THD+N på Bifrôst-prototypene enn f eks Tom Christensens Modulus-86 (med lignende feedback-løsning) ligger mye av grunnen i at TomChr bruker THAT og at vi ikke gjør det. Mod-86 er dominert av det støygulvet hele veien opp til klipping. Riktignok på veldig lave nivåer, men noen dB mindre støy i inngangstrinnet betyr like mange dB mindre støy på utgangen. Chip'en var sikkert bra nok for mange formål, men ikke for de støynivåene vi holder på med nå.

 

[KJ]

Utgangspunktet for tråden var å ikke spame Hypex tråden med en diskusjon om utformingen av differensielle inngangstrinn, en diskusjon som begynte omtrent her et sted : https://www.hifisentralen.no/forumet/diy-og-utvikling-ha-yttalere-forsterkere-etc/55270-hypex-ny-toppmodell-forsterkermodul-91.html#post2809082

Dernest har tråden utforsket egenskapene i kretsen fra THAT. Å gjenskape THATkretsen med løse OPAMPer gir noen muligheter til bedre ytelse på CMRR, forvrenging og støy, med noe mer fleksibilitet i tillegg, men det er på ingen måte gratis og en «smule» dyrere enn en IC-linjereceiver fra THAT som koster omkring 60 kr +++ fra Mouser.

Mvh
KJ

 

[KJ]

Tilbake til diamanttransistoren, her er i prinsipptegning for en variant med en OPAMP og diskret strømspeil:

Den virker lovende med mht CMRR som er mer uavhengig av toleransene på motstandene, men det er litt vrient å få støynivået ned på et akseptabelt nivå.

mvh
KJ

 

[KJ]

Det et er noen streker som mangler i strømspeilet på prinsippskissa til diamanttransistoren over. Nedenfor er et første forsøk på en litt mer fullstendig krets med differensiell inngang. Jeg har ikke gjort mange forsøk på å optimalisere kretsen. Tegningen er satt opp for å simulere CMRR.

V3, R4 og R10 er signalkilden. X1+U1 og X2+U2 er inngangstrinnet. R1/Q1, R2/Q3, R3/Q2, R6/Q5, R7/Q4 og R8/Q6 er strømspeilet og utgangen er felles collector mellom Q2 og Q6. Diamanttransistorens base er inngangen på X1. Diamanttransistorens «emitter» er utgangen på bufferens U1. «Emittermotstanden» er R9, som setter konverteringen av spenning på inngangen til strøm i strømspeilet. Diamanttransistorens collector er som nevnt Q2 og Q6, og strømmen i speilet omsettes tilbake til spenning i R5, og jeg har satt på en liten kondensator for å temme frekvensresponsen oppe ved 30M Hz. For å komplettere kretsen skal det være en buffer, X3, på utgangen etter R5, for å isolere utgangen på diamanttransistoren fra etterfølgende last. Det er spesielt viktig i denne kretsen siden en hver last på collector til diamanttransistoren påvirker overføringsfunksjonen.

Forholdet mellom R9 og R5 setter forsterkingen.

Verdien på R9 sammen med verdiene på emittermotstandene i strømspeilet er dominerende for støyytelsen til kretsen. Dvs at emitteren på diamanttransistoren er plaget med svært høy strømstøy, og dermed må verdien på R9 minimeres for å få en akseptabel støyytelse. Derfor er det også nødvendig med buffertrinnene U1 og U2 i kombinasjon med OPAMPene X1 og X2. Med 100 ohm på R9 og R5 simulerer utgangsstøyen til rett rundt 5 nV/sqrt(Hz) med parametermodeller til OPAMPene (dvs uten simulering av OPAMPenes støy). Med 200 ohm på R5 og R9 fyker støyen opp og over 10 nV/sqrt(Hz).

Grafen under viser simulert frekvensrespons og sammenlikner CMRR med en tradisjonell differensialforsterker.

Simuleringen av kretsen er med parametermodeller for OPAMPene tilsvarende LME4562, og de enkle makromodellene til BUF634. Merk at X skalaen går fra en millihertz til en gigahertz. Ditto at Y aksen går fra -180 dB til 0 dB

Rød kurve er frekvensresponsen. Blå kurve er en montecarlosimulering av CMRR med 1% toleranse på motstandene. Gulbrun kurve er en tilsvarende montecarlosimulering med en tradisjonell differensialforsterker med 0,01% toleranse på motstandene. Den blå kurven med 100 simuleringer er ca 0,2 dB tykk, og som vi ser er CMRR så godt som upåvirket av toleransene på motstandene. Det helt i henhold til målsettingen for kretsen. Baksiden som ikke vises her er at ytelsen i kretsen er en mer direkte funksjon av variasjonen i egenskapene til OPAMPene, bufferne og muligens også transistorene (open loop forsterking, utgangsimpedans etc.).

En vesentlig utfordring med denne kretsen er å minimere forvrengingen i strømspeilet, som slik det er vist over ikke er veldig god, bl.a. pga. den forholdsvis store signalstrømmen i R5. En annen utfordringer å balansere verdiene på emittermotstandene i strømspeilet mot R9, og veie det opp mot bl.a. støy og maksimalt nivå før klipping på utgangen.

mvh
KJ

 

[Asbjørn]

Jeg kommer kanskje litt sent til selskapet, men nå er PC'en min operativ igjen med all nødvendig programvare og backupfiler reinstallert. Så jeg satte opp en enkel modell rett fra Whitlock-patenten i TINA-TI med OPA1611 opamper, samme komponentverdier som i patenten, simulerte støyen ut av den, og likte ikke det jeg så.

Frekvensgangen er paddeflat, men støysimuleringen viser en konstant pipetone ved impedansmaksimumet like over 1 kHz - tror kanskje ikke det likevel, nei. Det går sikkert an å flytte på den toppen og kanskje redusere den ved å endre komponentverdier, men jeg antar jo at Whitlock anbefalte de komponentverdiene av en grunn.

 

[KJ]

Den pipetonen har jeg ikke sett hittil i de simuleringen jeg har gjort. Dvs under noen 10-talls MHz. Skal se om jeg kan gjenskape den.

mvh
KJ

 

[Asbjørn]

Ser ut til å være ved omtrent samme frekvens som du viste et impedansmaksimum i #29 og #34. Kan muligens dempes ned på samme måte.

Edit: Yep, 10R i serie med C101 hos meg gir denne støykurven i stedet ved VF1:

 

[KJ]

Det ser ut som den kan skyldes at signalkilden er isolert fra jord, bortsett R101 (etc). Med en signalkilde med en lavere impedans til jord ser det ut til at «pipetonen» forsvinner. Og ja det kan se ut som pipetonene kommer fra CM-bootstrapen.

mvh
KJ

 

[Asbjørn]

Formodentlig. Hos meg er det trafobalanserte utganger på preamp, så kilden vil antagelig være nokså flytende i forhold til jordreferansen.

 

[KJ]

Det ser også ut til at den støyen helt og holdent er CM. Den er borte som dugg for solen med en perfekt differensialforsterker.

mvh
KJ

 

[Asbjørn]

Muligens. I simuleringen satte jeg dette som inngangstrinn foran Bifrôst, dvs brokoblede jordrefererte forsterkerkretser. Da så jeg også litt av denne spike’n over lasten. Nok til å spolere litt av poenget med noiseshaping i effektforsterkeren. Den har et minimum i støykurven ved ca 2,6 kHz, og jeg vil helst ikke ha en potensiell støykilde i inngangstrinnet som ligger akkurat der i frekvens.

 

[KJ]

Ser den, men dersom spiken er CM så kommer den også som CM over spolene på høyttalerne etter en brokoblet forsterker, og høyttalerne kan ikke lage lyd av CM.

mvh
KJ

 

[Asbjørn]

Ja, og derfor mistenker jeg at det kanskje ikke er nødvendig å bygge et inngangstrinn med astronomisk CMRR heller for Bifrôst. CM støy på inngangene vil også gå tvers gjennom hele greia og kanselleres over lasten, forutsatt at «hot» og «cold» side er noenlunde matchet. Likevel, litt CMRR er fortsatt bra, i tilfelle noen bruker den sammen med en ubalansert kilde og jorder input på den ene siden.

En NC500-forsterker er formodentlig en annen historie.

 

[KJ]

Poenget med CM-bootstrapen til THAT er i seg selv ikke kosmiske resultater for CMRR, men å unngå at komponenttoleransene på inngangen i samvirke med signalkilden (delvis-)konverterer CM til et differensielt signal. Det er opptil de etterfølgende kretser å ta livet av CM.

mvh
KJ

 

[Armand]

Praktisk test

Mens noen simulerer er det andre som faktisk gjør noe. 8)

Jeg har pønsket ut følgende krets, koblet den opp og gjort målinger.
Det er to instrumentforsterkere som er krysskoblet. U2, U3 og øverste halvdel av U6 danner den ene.
Gain settes med R8. 2k gir unity.
Motstandene inne i U6 er parvis matchet til 0,004% (ja to nuller) Jeg har kontrollmålt parene og to par var faktisk på 0,000?% (Jeg kan ikke måle lavere). Et par var på 0,001% og ett par var på 0,004%
Motstandene R13-R16 kan simuleres til å ha 40mOhm motstand for å simulere 0,004% feil.

SW1 brukes til å koble R3 og R4 enten til jord eller til buffer U1
SW2 brukes for å skape feil kildeimpedans.

Støy fra kretsen endte på 3uV:

CMRR med U1 aktiv ble inntil 102dB med 100 ohm impedansfeil. Ved 20kHz synker det til 76dB

Mer realistisk er en impedansfeil på 10 ohm og da får vi dette:

90dB CMRR opp til 20k er bra. Med er kretskort med bedre jordplan har jeg håp om at dette blir bedre.

Uten feedbackbufferet får vi mye dårligere CMRR

Dette er jo helt i tråd med siste kommentar fra KJ at bufferet fjerner kildeimpedans.
Resten av CM fjernes av IN-ampene.

 

[Snickers-is]

Jeg har lekt meg med en feed forward bootstrap på en ren inverterende differensialforsterker. Målet var todelt. For det første, å få ned støy som instrumenteringsforsterkeren normalt genererer, og for det andre, å fjerne CM, samtidig som man ikke gjør om signalet til SE, slik at man dernest kan mate det inn i et forsterkertrinn som tar bort ytterligere CM.

Med for eksempel de kalibrerte motstandene i INA1620 kan man oppnå rundt 100dB CMRR sammen med en NC500 om man har max uflaks med motstandsverdiene. Har man flaks kan man pushe 125dB. Begge deler er mer enn nok. Dette er uavhengig av gain. Dette trinnet suger alene ut ca 60dB, og den CM som konverteres til differensial er på ca -100dB.

Støymessig snakker vi 1,7µV ved 0dB gain og 2,25µV ved 12dB gain. Dette er med utgangspunkt i OPA1611. Med NC500 hektet på snakker vi vel totalt mellom 10,5 og 12,7µV uvektet.

Harmonisk forvrengning i følge Tina på 0,000009% ved 1kHz.

Ikke er den så forbasket komplisert heller:

 

[BeetleBug]

Superdupersuperdiggbuffer..

-BB-

 

[Snickers-is]

Disser du navnet også BeetleBug?

For ordens skyld, dette er en superdupersuperdiggbuffer 2. En superdupersuperdiggbuffer ser helt annerledes ut. Den er ikke-inverterende, har separat spenningsdeler til forward-bootstrapen, som på sin side påvirker signalet direkte fremfor å styre nullpunktet til op-ampene.

 

[Armand]

Jeg har lekt meg med en feed forward bootstrap på en ren inverterende differensialforsterker. Målet var todelt. For det første, å få ned støy som instrumenteringsforsterkeren normalt genererer, og for det andre, å fjerne CM, samtidig som man ikke gjør om signalet til SE, slik at man dernest kan mate det inn i et forsterkertrinn som tar bort ytterligere CM.

Med for eksempel de kalibrerte motstandene i INA1620 kan man oppnå rundt 100dB CMRR sammen med en NC500 om man har max uflaks med motstandsverdiene. Har man flaks kan man pushe 125dB. Begge deler er mer enn nok. Dette er uavhengig av gain. Dette trinnet suger alene ut ca 60dB, og den CM som konverteres til differensial er på ca -100dB.

Støymessig snakker vi 1,7µV ved 0dB gain og 2,25µV ved 12dB gain. Dette er med utgangspunkt i OPA1611. Med NC500 hektet på snakker vi vel totalt mellom 10,5 og 12,7µV uvektet.

Harmonisk forvrengning i følge Tina på 0,000009% ved 1kHz.

Ikke er den så forbasket komplisert heller:

Vis vedlegget 527124

Den der ser meget smart ut. Jeg blir impregnert over hva en snickers kan få til.
Jeg er i bygge/teste modus og får lyst til å koble opp og teste. Hva vil det koste meg i royalties?

 

[Snickers-is]

Da har jeg bestemt meg Armand, du skal få lov til å bygge prototyp gratis. Er i det rause hjørnet i dag

 

[KJ]

superdupersuperdiggbuffer 2 ser veldig elegant og effektiv ut.

Jeg lurer dog litt på om U3 og U4 kan være en OPAMP med dobbelt tjeneste. De har samme funksjon og lasten i CM-bootstrapen til inngangen kan gjøres relativt lett, så den ekstra lasten i CM-feed-forward blir ikke overstadig.

Dersom OPAMP-budsjettet består av doble OPAMPER så har vi da en ledig OPAMP som vi kan bruke til et triks til - en CM-servo som kan drive R17 i snikersisen sitt skjema, i stedet for at R17 jordes, da kan det se slik ut, uten krimskramset til CM-bootstrapen:

Jeg har tatt ut alle komponenttoleranser og motstandsverdier av hensyn til klarheten, alle motstandene kan være 1K. X4 tjenestegjør nå som CM-servo, den er inverterende med lokal open-loop forsterking ved DC (dvs ekskl feedback via X2 og X5), og styrer CM på utgangen av X2 og X5 mot jord/0V. C1 er der for å sikre stabilitet ved høye frekvenser. Dersom x4 også har god DC-presisjon så tar den også CM-delen i DC-offset på utgangen og kan redusere behovet for AC-kobling eller egen DC-servo. Jeg har tegnet dobbelt par med motstander i R6-R9 med tanke på at X2 og X5 sammen med motstandsparene er en INA1620, men det ene motstandsparet kan selvfølgelig brukes til noe annet og lette lasten på X3 og X4, f.eks. til å erstatte R5+R10. Den potensielle fordelen med CM-servoen er å holde utmerket CMRR litt høyere opp i frekvens. Figuren under illustrerer dette:

Rød kurve er kun med CM-feed-forward, grøn kurve er med tillegg av CM-servo. Simuleringene er med 1% toleranser for alle motstander utenom motstandsparene rundt X2 og X5 som er simulert med en toleranse på 0,004% iht typisk spec for INA1620. Opampene er parametermodeller av LM4562.

mvh
KJ

 

[Armand]

Det skorter ikke på gode ideer i denne tråden.
Det er en super ide å sette inn X4. Snickers kom opp med samme ide i går da vi drodlet litt rundt dette og jeg har simulert denne kretsen

Her har jeg brukt modellen til OPA1611 også i siste trinnet for å holde noise på absolutt minimum. Men bruker 1k motstander med tanke på å bruke motstandene i INA1620 uten å bruke selve opampene i INA1620.
Med 750 ohm rundt første trinn og 180 ohm som gainmotstand får vi gain på 20dB samtidig som noise holder seg på lave 4,19uV. Da har jeg presset strømmen til OPA1611 til 30mA peak.

Ved å øke gain motstanden til 14GOhm får vi total gain i kretsen på 0dB og noise blir latterlige 1.54uV.

Men det er jo litt råflott å ikke bruke opampene i INA1620, så jeg simulerer denne også.

Med gain på 20dB blir noise samme, men ved gain på 0dB går noise opp fra 1,54uV til 1,83uV. En relativt liten støypris å betale for en billigere og enklere krets. På kjøpet får man den firedoble strømkapasiteten til INA1620 hvis man trenger den

Ved å konfigurere switchene på inngangen til common mode, samt at R14 er koblet i parallell med R1 slik at impedansen der er totalt 80 ohm i stedet for 100 får vi denne responsen (med perfekte 1k motstander i INA1620).

-97dB ved 20kHz

Med maksimalt uflaks på motstandsparene får vi dette:

Flatt -88dB helt til 20kHz der det begynner å øke såvidt. Ikke dårlig!

Jeg skal koble opp den siste kretsen med INA1620 og måle hvor lav noise og CMRR vi faktisk får in real life.

 

[KJ]

^PS å la U1 (både CM-bootstrap og CM-feed-forward) og U7 (CM-servo) drive et matchet motstandspar i «push-pull» med midtpunktet til de positive inngangene på INA1620 gir vesentlig bedre CMRR opp til over 1M Hz, enn det jeg simulerer med enten bare CM-feed-forward eller bare CM-servo (ideelle komponentverdier). Hver for seg får jeg bedre simuleringer med bare CM-feed-forward enn med CM-servo. Men med både CM-feed-forward og CM-servo så er CMRR med mer enn 35 dB bedre enn med bare CM-feed-forward nesten hele veien opp til 100k Hz. Jeg har ikke simulert med fullverdige støymodeller, men det ser ut som støyen øker ganske marginalt med begge deler (fortsatt ideelle komponentverdier).

Svekkelsen av CMRR over 100k Hz ser ikke ut til å bety at CM konverteres til differential mode, men heller at CM flyter mer uhindret igjennom kretsen.

mvh
KJ

 

[Armand]

^Det er spennende tanker KJ. jeg skal teste løsningene dine etterhvert. Jeg synes det virker skummelt å la CM-bootstrap også være CM-feed-forward. Da mates midtpunktet på en måte fra to "forskjellige" sider hva nå enn det måtte innebære. Jeg skal simulere det og også teste med og uten og se hva som skjer. Det å mate motstandene slik du foreslår er jo også interessant men hva dette eventuelt kan gjøre med gain osv. ser jeg ikke klart for meg. Kanskje med en natts søvn og litt støtte fra en simulering kan jeg få oversikt.

Jeg har testet kretsløpet slik som på siste bildet i min siste post. Det eneste som er endret er at jeg har brukt 1k på R9 og R12. Samt at jeg brukte OPA1611 i stedet for OPA277. Jeg fikk først noe voldsom oscillering og måtte begrense båndbredden på U7 med en 1nF feedback. Takk for tipset KJ . 1nF er sikkert for stor, men det var det jeg hadde liggende.
Det er spesielt noise vi prøver å få ned og dette kretsløpet har en del lavere noise enn det doble IN-amp bufferet jeg testet tidligere som lå på 3uV.

Vi er nede på 2,3uV med båndbredde på 20kHz uvektet. Måleinstrumentet mitt har egenstøy på 1uV så det er klart at det begynner å virke inn også snart når vi kommer så nærme og støyen er vel egentlig rundt 2,07uV fra selve bufferet. Det er ikke langt fra den simulerte verdien på 1,9uV.

CMRR ble slik med signalkilden jordet.

På den til venstre så er begge kildemotstandene 100 ohm. På den til høyre er den ene 110 ohm.

Vi ser at ved lave frekvenser ligger CMRR på 104dB. Det må man si seg fornøyd med. Oppvover i frekvens er det ikke like imponerende. Jeg har sjekket at CM bootsrappen virker og lager et signal som er likt CM signalet. Jorder jeg midtpunktet mellom 47k motstandene blir resultatet 92dB med samme stigning oppover frekvens. Må se mer på dette.

Jeg ser også at jeg har en svak oscillering ved 1,2MHz på ene opampen i første trinnet. Det er vel begrenset hvor bra man klarer å få til dette på et koblingsbrett selv om jeg har loddet sammen alle ledningene og har loddet 100n mellom jord og power på alle opamper. Jord er nok ikke optimal.

Blir spennende å se hva endringene KJ foreslår kan gjøre.

 

[Snickers-is]

Jeg holder på med en variant av kretsen nå. Tester blant annet den doblingen som du har foreslått her KJ. Her er foreløpige tall av interesse:

<1µV @ 0dB gain
1,2µV @ 6dB gain
1,65µV @ 12dB gain
2,59µV @ 18dB gain (litt overrasket over størrelsen på den økningen der faktisk)

54mA peak / 38mA RMS ved 3V inn og 18dB gain (24V ut). Dette er lasten på førstetrinnet som drives av 2x1611 pr fase, altså ca 19mA pr op-amp.

Uten at jeg har forsket noe på toleranser ennå ser doblingen din ut til å fungere svært godt KJ. I og med at spenningen er så lik på de to op-ampene som styrer CM-servoen har jeg redusert motstandene til 100 ohm pr stk. Da vil ikke utgangstrinnet generere noe current noise på signalet.

Jeg får nå ingen restverdi av CM på simuleringen av diff på utgangen . Resten av CM ligger på 100µV ved 3V CM inn og 10kHz. Det tilsvarer ca 90dB CMRR for rest. For CM som er konvertert til diff er altså simuleringen med real life op-amper, men perfekte motstander, på latterlige >270dB. I praksis vil jeg tro det er... høyt nok. Skulle man formodning kunne oppnå 90dB reduksjon av CM kan man legge 50-65dB CMRR i NC500 på toppen av dette igjen.

Hvis man er skikkelig kul kan man jo lage en ren differensialforsterker som effekttrinn også. Den vil trolig konvertere CM i størrelsesorden -80dB eller lavere.

Dette er så latterlige tall at jeg nå er langt mer interessert i støy, forvrengning, stabilitet osv. Jeg har lagt inn en separat OPA277 som bootstrap, og to separate til CM servo. Jeg bruker en 1611 pr fase som receiver, og to current drive 1611 i parallell for å øke strømstyrken i førstetrinnet. Deretter kjører jeg en spenningsdeler med 16 stk 50 ohm motstander som gir oss både gainkontroll og perfekt temperaturkompensasjon. Dette belaster hvert par av opampene med ca 400 ohm. Legg merke til at denne varianten av gainkontroll ikke gir noen feedbackmotstand ved 0dB gain, og lasten på 1611-ene er konstant uansett gain.

Dette er work in progress, foreløpig ser den sånn ut:

Neste skritt er å sette opp komposittforsterkere på utgangen med INA1620. Da får vi presisjonsmotstander til gain i utgangstrinnet på kjøpet.

 

[Snickers-is]

Dette ser mer og mer lovende ut. Med INA1620 ut (kompositt med OPA1611) har man kapasitet til 145mA. Det betyr at en 300 ohms last drives med letthet til 24V.

Jeg har studert verdiene i makroen til INA1620 og koblet motstandene slik at jeg får dårligst mulig resultat. Det er da 2 og 2 motstandssett i parallell slik at jeg får 500 ohm x2 pr spenningsdeler. Det gir meg -94dB konvertert CM flatt, og -100 - -80 (ved 20k) dB demping av CM. I praksis vil det være svært usannsynlig å ende opp med såpass stort avvik når man parallellkobler kalibrerte motstander. Man kan trolig trygt forvente at en komplett forsterker leverer godt over 100dB CMRR. Dette er også uavhengig av gain, så med 18dB gain (ca 30dB total gain i forsterkeren) er CMRR i såfall minst 112dB.

Støyen er så godt som 100% uendret ift uten komposittforsterkere på utgangen.

THD@1kHz er som følger:
[signal inn], [gain], [last]
1V, 0dB, 8kohm: 0,00032%
3V, 0dB, 8kohm: 0,00053%
20V, 0dB, 8kohm: 0,00036%
1V, 0dB, 300ohm: 0,00032%
3V, 0dB, 300ohm: 0,00053%
20V, 0dB, 300ohm: 0,00036%

0,15V, 18dB, 8kohm: 0,00064%
0,5V, 18dB, 8kohm: 0,00072%
3V, 18dB, 8kohm: 0,00063%
0,15V, 18dB, 300ohm: 0,00063%
0,5V, 18dB, 300ohm: 0,00072%
3V, 18dB, 300ohm: 0,00063%

Vel, den ser ut til å klare mange slags laster og signalnivåer veldig greit, og holder seg konsekvent omkring 20dB under det beste man kan oppnå med NC500/1200.

 

[KJ]

...

Jeg har testet kretsløpet slik som på siste bildet i min siste post. Det eneste som er endret er at jeg har brukt 1k på R9 og R12. Samt at jeg brukte OPA1611 i stedet for OPA277. Jeg fikk først noe voldsom oscillering og måtte begrense båndbredden på U7 med en 1nF feedback. Takk for tipset KJ . 1nF er sikkert for stor, men det var det jeg hadde liggende.
...

Vi ser at ved lave frekvenser ligger CMRR på 104dB. Det må man si seg fornøyd med. Oppvover i frekvens er det ikke like imponerende. Jeg har sjekket at CM bootsrappen virker og lager et signal som er likt CM signalet. Jorder jeg midtpunktet mellom 47k motstandene blir resultatet 92dB med samme stigning oppover frekvens. Må se mer på dette.
...

Svekkelsen av CMRR oppover i frekvens er antagelig påvirket av 1nF rundt U7, tipper det blir en tand bedre med 0,1 nf. I mine simuleringer ser HF delen av CMRR ganske pen og rund ut med 33 pF, mens den blir mye spissere med 10 pF eller lavere.

mvh
KJ

 

[Snickers-is]

Er det på signal eller strømforsyningssiden du snakker om nå KJ?

 

[Snickers-is]

Jeg funderer på om ikke AD797 som inngangstrinn kunne vært noe å lure på, sammen med OPA1611 koblet i current drive slik som i siste diagrammet. Det er ikke store forskjellen på spenningsttøy mellom den og 1611, men jeg mistenker at current noise begynner å gjøre seg gjeldende på 18dB-innstillingen.

 

[KJ]

Er det på signal eller strømforsyningssiden du snakker om nå KJ?

Signal - negativ feedback. Dersom jeg leser riktig så er Armands U7 CM-servoen (jf. X4 og C1 i skjemaet min post #103). Den er i utgangspunktet lokal i open-loop, men trenger antagelig en liten kondensator (10-100 pF) til negativ-feedback for å ha kontroll med stabiliteten. Jeg tror det er U4 i tegninga di, men komponentreferansene på tegninga di er ikke helt tydelig.

mvh
KJ

 

[Snickers-is]

Sånn, da var det også testet. Det ga faktisk bittelitt resultater det også:

Med 1611:
998nV @ 0dB gain
1,2µV @ 6dB gain
1,65µV @ 12dB gain
2,59µV @ 18dB gain

Med AD797:
984nV @ 0dB gain
1,16µV @ 6dB gain
1,51µV @ 12dB gain
2,22µV @ 18dB gain

Forskjellen er jo klart størst på høy gain, og i denne størrelsesorden er kanskje ikke dette noen helt marginal forbedring heller når sant skal sies.

Forvrengningen ser ut til å være rimelig uendret. Jeg beholdt 1611 som current-trinn da det ser ut til å være gainmotstandene (som 1611 ikke ser) som er hovedkilden til støyen.

 

[Snickers-is]

Er det på signal eller strømforsyningssiden du snakker om nå KJ?

Signal - negativ feedback. Dersom jeg leser riktig så er Armands U7 CM-servoen (jf. X4 og C1 i skjemaet min post #103). Den er i utgangspunktet lokal i open-loop, men treger antagelig en liten kondensator (10-100 pF) til negativ-feedback for å ha kontroll med stabiliteten. Jeg tror det er U4 i tegninga di, men komponentreferansene på tegninga di er ikke helt tydelig.

mvh
KJ

Tegningen min komprimeres en hel del når den lastes opp dessverre.

Ja, det virker jo rimelig. Jeg ser jo i utgangspunktet for meg utgangstrinnet som selve feecbackloopen til den op-ampen, men når båndbredden begrenses oppover så vil nok den loopen gå litt i oppløsning og gain kan da sikkert gå litt bananer.

 

[Armand]

Selvfølgelig. Jeg tenkte ikke på at jeg hadde slengt inn 1n der når jeg gjorde målingene. Jeg skal ta med meg noen picofaradstørrelser fra jobben og se hva som skjer oppover i frekvens da.
Det er jo noen supre støytall du får til når du kjører på med flere opamper Snickers. Men det begynner å koste kroner.. X antall allerede dyre opamper pluss at man ryker på mange motstander også for å holde tempco under kontroll med såpass mye strøm.

 

[Snickers-is]

Ja vel, men da så. Nei da blir vel ikke dette med ytelse som overgår alt annet så aktuelt i budsjettforsterkere da...

Sent fra min SM-G965F via Tapatalk

 

[KJ]

^ o.t. Overkill ? What overkill ? There is noe such thing as overkill ...

Litt mer over mot topic. Selv om jeg av profesjon er pengeteller (økonom) så har jeg sans for at ytelse har rang over økonomi. Min tilnærming i denne sammenhengen handler mer om å utforske hvilke løsninger og valg som bidrar til reelle forbedringer av funksjon og ytelse, mer enn at det koster noen kroner ekstra, jf. «behovet» for 0,01% motstander som koster uhyrlige summer i løsvekt. Et annet element av «rasjonalitet» er at designet er «elegant» og målrettet til den jobben som skal gjøres og den ytelsen som oppnås, dvs at en ikke sløser med «ressursene» bare for at det skal se komplisert og intrikat ut, eller at det brukes for mye «energi» på ting som ikke har noen reell virkning/funksjon/ytelse. Der utover har jeg ikke noe i mot «overdimensjonering» som i andres øyne kan være fullstendig tåpelig.

mvh
KJ

 

[Asbjørn]

I Bifrôst er andre trinn et Multiple Feedback lavpassfilter (av diverse grunner som ikke egentlig hører hjemme i denne tråden). Jeg har forsøkt å få støyen i den kretsen så lav som mulig også, og det viste seg fort at inngangstrinnet og lavpassfilteret hadde en del med det å gjøre. Hovedgrepene der var først å høre på Armand og bytte fra LME49740 opamper (~quad LM4762) til OPA1611/1612, senke impedansene ganske mye rundt hver opamp, og til slutt sette flere kopier av buffer og filter i parallell både for å levere nok strøm og for å bedre signal/støy-forholdet (Jfr Doug Self "Small signal audio design").

I seneste versjon simulerer TINA-TI 1,76 uV total støy uvektet 20-20k Hz ut av lavpassfilteret og 6,7 uV på utgangene fra komposittforsterkeren. Støytettheten ut av lavpassfilteret er 4 nV/Hz^(1/2) fra 1 kHz og opp. Det er med 600 ohm impedans både i kilde og last og 10 dB gain. Med null kildeimpedans blir det 1,64 uV total støy og 3,6 nV støytetthet. Interessant nok var det ingen økning i støy ved å henge på bootstrap-ideene som nettopp ble diskutert her for å bedre CMRR. Resonansen i den tidligere simuleringen av Whitlock-kretsen hadde formodentlig noe med det induktive inngangsfilteret å gjøre, og her er det utelatt.

Da ser inngangsbuffer og lavpassfilter slik ut:

Det er formodentlig enda litt mer å gå på med ytterligere optimering av impedanser. Her er strømmen ut av de forskjellige OPA1611 15-20 mA, og de greier fint å levere opp mot 30 mA uten at det skjer noe stygt. Men 1,6 uV støy fra inngangstrinnet er allerede nokså lavt, og 6,7 uV støy ut av en 100-watts effektforsterker blir noe slikt som 132 dB SNR. Det tilsvarer 22 bits oppløsning. Ikke så aller verst for en chipamp, det heller.

Her er det forresten lett å plukke bort en kopi av inngangsbuffer og MFB-filter om man bare har budsjett til halvparten så mange opamper. Da blir støyen ut av hele effektforsterkeren et sted rundt 9 uV og SNR ca 130 dB. Det er på nivå med Benchmark AHB2 som markedsføres som "The Quietest, Cleanest Audio Amplifier on the Planet". https://benchmarkmedia.com/products/benchmark-ahb2-power-amplifier

 

[KJ]

^ Kan du si litt om vurderingene dere har gjort mht et feedback nettverk for hver enkelt OPAMP ? Dvs sammenliknet med å ha et felles feedback netverk med lavere impedans for flere parallelle OPAMPer.

mvh
KJ

 

[Asbjørn]

Det ble egentlig ikke vurdert så veldig mye. Jeg fulgte bare Doug Self's oppskrift for balanserte inngangstrinn med lav støy og satset på at det samme gjeldt MFB-filtre. Se "Small Signal Audio Design", s 372-380. Der når han -118,9 dBU med kvadruple 5532 opamper. Han påpeker også at CMRR forbedres i samme takt som SNR. Dessuten var det enklere å forstå Ctrl-C Ctrl-V enn mye annet.

Her kunne vi formodentlig forbedre SNR fra inngangstrinnet med ytterligere 3 dB ved å doble antall buffere og filtere enda en gang. Men toer-potenser i antall state of the art opamper baller fort på seg, og tanken med Bifrôst var egentlig å lage en billig DIY chipamp når man behøver mange kanaler med moderat effekt pr kanal. Jeg behøver allerede tolv kanaler bare til hovedhøyttalerne, så det kan gjerne være kompakt og ikke altfor dyrt. Og slå Benchmark AHB2 mht ytelser. Moderate og jordnære ønsker.