|
Hva med noen chipamper?
- Trådstarter Asbjørn
- Startdato
Diskusjonstråd Se tråd i gallerivisning
-
Rognlien testet vel et slikt produkt og noen beskrivelser er gjengitt der også.
Kreativ Aura!
Det sitter langt inne å sette i gang en ny artikkel i disse dager. Men av og til så dukker det opp noe som er såpass annerledes, ja, såpass sjukt, nærmest, at det er bare å gi seg ende over. Og Aur…rognlien.wordpress.com
Veldig mye kaffe...
Interessant. Jeg mener da Rognlien har hørt kardioidehøyttalere med bakovervendte elementer før?Rognlien testet vel et slikt produkt og noen beskrivelser er gjengitt der også.
Kreativ Aura!
Det sitter langt inne å sette i gang en ny artikkel i disse dager. Men av og til så dukker det opp noe som er såpass annerledes, ja, såpass sjukt, nærmest, at det er bare å gi seg ende over. Og Aur…
Kult! Så Rognlien har hatt en nær kardioide-opplevelse? Det må vi få til mer av!
Jeg burde nok hatt en eller annen diagnose med firebokstavsforkortelse, og da mener jeg ikke N.E.R.D., men jeg har altså fiklet enda litt mer med "LA90 killer"-versjonen. Denne gangen droppet jeg effekten enda litt lenger ned til 50 W i 8 ohm, fortsatt 9.3 dB gain. Det er nok ikke så mye kvantefysikk denne gangen heller, bare litt finjustering på gainstrukturen og noen filterkomponenter. Resultatet ble såpass at det får bli noen grafer til.
Frekvensgang: Ned 1 dB ved 140 kHz, -3 dB ved 300 kHz.
Firkantbølger: Snill som et lam, fortsatt, men litt skarpere hjørner pga langt større båndbredde.
Hard klipping: +/- 15 V sinus input, klipper tvert av på +/- 28.2 V output, 99.4 W i 4 ohm i det den først berører klippespenningen.
Loop gain: 0 dB ved 1.14 MHz og 69 grader fasemargin.
Error gain rundt utgangstrinnet: 110 dB NFB ved 9.9 kHz. 100 dB ved 17 kHz. 95 dB ved 20 kHz. Også kjent som "moderat bruk av global feedback".
Støytetthet på utgangene: Knepptyst, og i tillegg noise shaped etter ørets følsomhetskurve. Ned mot 17 nV/sqrt(Hz) i et bredt frekvensbånd 1-10 kHz.
Total støy 20 - 20k Hz: Nå 2.47 uV, ned 0.77 dB fra forrige forsøk. (Ja, det var langt forbi hørbarhetsterskel og pirkegrense allerede for lenge siden.)
Og det, mine venner, er 125.1 dB SNR ved 5 W i 4 ohm (4.47 V rms). Ved full effekt i 8 eller 4 ohm er det 138.1 dB SNR. Det matcher nokså nøyaktig en Topping LA90 med sine 125.0 dB SNR vs 5 W i 4 ohm og 137.5 dB ved full effekt.
Siden vi synes det er mer relevant å sammenligne en dual Bifrôst med en brokoblet LA90 i 8 ohm vil vi få 131.1 dB SNR ved 5 W og 141.1 dB SNR ved full effekt. The competition:
Alle tall fra simuleringer, selvsagt. Tiden får kanskje vise om noe av dette lar seg bygge i praksis.Sist redigert:
- Ble medlem
- 12.02.2016
- Innlegg
- 1.822
- Antall liker
- 950
greit nok at man vil ha lav gain for så gode målinger som mulig, men 9db er jo ikke brukelig i praksis for de fleste? hvor mye spenning trenger du for full effekt i 4ohm?
de fleste ligger vel på mellom 26-29db, syns selv 20 er for lavt om man skal koble på diverse.
Tenkte nok mest på at han var her og hørte på mine kardioider. Mine forsøk på å forklare hvordan de virker ser ikke ut til å ha satt dype spor.
Takk! Veldig vanskelig å si. Hittil har Armands målinger vist lavere støy i praksis enn i simulatoren, og at det er diabolsk vanskelig å lage en signalkilde og et måleapparat som kan gi noenlunde troverdig måling av forvrengningen i den.Sist redigert:
De fleste avspillingskjeder har altfor mye gain i effektforsterkerne. Denne versjonen av forsterkeren vil nå full effekt med +/- 9.8 V på inngangene, 6.9 V rms.
What is Gain Structure?
Gain structure (AKA Gain Staging) is a concept that gets talked about a lot in pro audio, but most home audio folks have never heard of it. Understanding gain structure can help you get the cleanest signal possible out of your system and avoid some nasty things. Things like noise and clipping...www.diyaudio.com
Mine høyttalere har 95-96 dB følsomhet. Preampen kan gi 10.1 V rms om jeg setter jumperne dit. 10.1 V rms er +/- 14.4 V. Det er mer enn nok. Da vil jeg få ca 113 dB 1 m foran høyttalerne mine fra en forsterker i full klipping. For mine behov har denne mer enn nok gain og mer enn nok effekt. Den var aldri ment for å drive subwoofere.
Men denne 50-watteren var en «specialare» for å matche parameterne på LA90, gain, effekt, støy og det hele. Den «egentlige» Bifrôst er 100 W + 1 dB headroom i 8 ohm, gain hvorsomhelst fra 3 til 30 dB (eller enda høyere) avhengig av en enkelt motstand. Den kan man jo også sette på en roterende bryter og få variabelt gain om man har behov for det.Sist redigert:
@Asbjørn jeg ble veldig nysgjerrig på å se et bilde fra lytteposisjonen din jeg.. og hvilken preamp har du?
Det er en DEQX HDP4. Det er noen bilder både i signaturtråden og i tråden om høyttalerne:
Høyttalere med Air Motion Transformer diskant
Det er såpass likt ja. Jeg tror tanken din med en gradvis kardiode kanskje kan være på sin plass for å få jevnest spredning i overgangen til mellomtonen.
www.hifisentralen.no
Du er en kjettersk vranglærer.
Eller bare veldig dårlig til å forklare teknikk…
Dette er kanskje et bra tidspunkt for å gå tilbake til det oppsatte programmet, i henhold til åpningsinnlegget:
Øvelsen med å forsøke å matche LA90 var en sidevei, men likevel nyttig. Jeg lærte et par ting om Bifrôst-kretsen og fikk enda større respekt for hvor bra Topping LA90 er. Det er ikke en triviell øvelse å matche den. Nøkkelen til LA90 er at de bruker diskrete utgangstransistorer med current feedback i indre loop for å få rå hastighet, og deretter en ytre loop ikke helt ulik Bifrôsts. De har implementert den med diskrete komponenter, slik at hele kretsen blir noe i retning av en diskret opamp. Vi bruker i stedet IC'er for å få den nødvendige hastigheten med voltage feedback også i indre loop. Gain Bandwidth Product (GBwP) er hardvaluta når man forsøker seg på 100 dB+ NFB.
Det jeg lærte om Bifrôst-kretsen var kanskje ikke noe revolusjonerende nytt, men handler mest om hvordan de ulike delene påvirker hverandre når man reduserer sikkerhetsmarginene. I den ideelle modellen i Scilab har jeg utledet transfer-funksjonene for hver komponent som gainbuffer, drivertrinn, utgangstrinn osv og bare multiplisert dem sammen. Det blir ikke helt korrekt, fordi inngangsimpedansen i neste komponent vil også være frekvensavhengig og påvirke frekvensgangen i foregående trinn.
Dessuten er systemet overbestemt, dvs at det ikke er mange nok frihetsgrader i ligningene til å kunne styre alle ønskelige egenskaper uavhengig av hverandre. Det er på samme måte som et analogt filter hvor frekvensgang og fasegang henger uadskillelig sammen. Har man satt en viss frekvensgang får man den tilhørende fasedreiningen. For Bifrôst innebærer det en viss sammenheng mellom (open) loop gain og (closed loop) frekvensrespons. Det er spesielt en tendens til peaking i et område rundt 2-300 kHz som har vært litt hodebry. Dette har ingen ting med fasemargin og stabilitet i kontrollsløyfen å gjøre (det ville vært peak og ringing ved 1 MHz eller så), men interaksjoner mellom de forskjellige komponentene. Ytre loop setter gain og closed loop frekvensgang, men hvis den "ser" en varierende impedans vil den også "tro" at den skal produsere en varierende frekvensgang. Det kan man i sin tur klippe bort med et lavpassfilter, men da begrenser man båndbredden mer enn strengt tatt nødvendig.
Den eneste måten å løse det på ser ut til å være å finjustere på parametrene for diverse filterkomponenter, slik at det hele balanserer hverandre til en flat frekvensgang. Det er større toleranser på eksakt hvilke frekvenser og steilheter "noe" skjer ved i loop gain-kurven enn for avvik i closed loop frekvensgang, så de "noe" kan skyves litt opp og ned. Om man har rett diagnose på et eller annet (frekvens)spektrum og uegnet vær for hagearbeid lar det seg sagtens gjøre på et par timer. Og da er vi fremme ved versjon 0.35b av Bifrôst. 0 fordi vi er fortsatt i utviklingsstadiet, hittil 35 "større" versjoner med endringer av topologi, og b fordi det er den andre iterasjonen på komponentverdier med denne topologien. Eller versjon 0.35.02, om man vil.
Anyways, (closed loop) frekvensgang, her med 20 dB gain i 8 ohm resistiv last:
Den mørkerøde kurven er etter utgangsfilteret, olivengrønn før. Denne tingen har en -3 dB båndbredde på 425 kHz. Ved 100 kHz er den ned 0.3 dB. Utgangsfilteret (Zobel/Thiele) bør være der for å beskytte mot reaktive laster, som induktans i høyttalerelementer og kapasitans i kabler, men kunne vært droppet med en rent reaktiv last som her. Uten utgangsfilteret er båndbredden -3 dB @ 680 kHz. Eksakt knekkfrekvens vil også avhenge av lastimpedans pga at utgangsfilteret står utenfor kontrollsløyfen, men ikke engang flaggermusene vil kunne høre det.
Hearing range - Wikipedia
en.wikipedia.org
Open loop gain ser likevel ikke så verst ut, 55 grader fasemargin ved 850 kHz:
Firkantbølgen ved 1 V og 1 kHz ser vel mest ut til å være maskinert ut av et massivt metallstykke:
Med 1 kHz +/- 5 V inn, 3.54 V rms, klipper den ved +/- 44.5 V ut. Det er 124 W i 8 ohm, dvs 100 W pluss 0.9 dB headroom før klipping.
Kanskje mer interessant for de helt spesielt interesserte, dvs @Armand og meg, hva som (ikke) skjer hvis vi setter på samme +/- 5 V ved 350 kHz og klipper forsterkeren hardt der oppe når båndbredden er så stor som dette. Tror ikke jeg vil gå gjennom alle kurver her i detalj, men kan nevne at den turkise kurven er spenningen ut av drivertrinnet. Det vil klippe ved ca +/- 31 V med de railspenningene jeg brukte her. Det gjør det åpenbart ikke.
Det blir ikke spesielt mye støy av denne heller. Total støy på utgangene, 20-20k Hz, er nå 5.6 uV. Det tilsvarer 118 dB SNR ved 5 W i 4 ohm, sannsynligvis godt nok til en bra andreplass i ASR's rangering (med bare ett forsterkerkort). Om vi dropper gainet til 10 dB er den tilbake på 4.0 uV. Det kan også være litt interessant å se på inngangsrelatert støytetthet, dvs korrigert for gain gjennom forsterkeren:
Om vi integrerer den kurven på øyemål ved å si at den er ca 4 nV/sqrt(Hz) og gange med kvadratroten av 20 kHz båndbredde får vi 566 nV = 0.57 uV. Med 20 dB (10x) gain stemmer det bra med simulert utgangsstøy 5.6 uV. Det interessante er at 0.57 uV også er den termiske støyen av en 1000 ohm motstand ved 20 grader Celsius og 20 kHz båndbredde. Det betyr at støyen fra denne effektforsterkeren tilsvarer en 1000 ohms motstand over inngangene etterfulgt av 10x støyfritt gain. Eller at bare den termiske støyen fra utgangsimpedansen i mange kildekomponenter vil overdøve den. Det er kanskje ikke så høggærnt.
I denne versjonen er det igjen "bare" 108 dB NFB rundt utgangstrinnet ved 10 kHz, forresten. Moderat.
Sist redigert:
Det er egentlig ikke så mye mer å gjøre nå med designet for Bifrôst, med mindre Armand finner noen nye overraskelser når han tester den. Hittil har vi lært noe nytt i hver test. (En gang hørte jeg smellet nesten helt hit.) Deretter har vi gjort nye iterasjoner som har forbedret dingsen for hver gang. Versjonen han loddet sammen og testet i fjor sommer var allerede langt bedre enn den første fungerende prototypen tilbake i 2019, men jeg håper jo at denne runden gjør den enda litt mer støy- og forvrengningssvak, og langt mer robust for diverse overbelastning. Time will show.
I mellomtiden funderer jeg på støy, sånn i største almenhet. I de siste innleggene har jeg skrevet en del om støynivå, signal/støynivå, bitdybde og støytetthet. Dette er et område jeg ikke egentlig har gravd meg så mye ned i tidligere, så det var en del å forsøke å forstå om hvordan disse konseptene egentlig henger sammen. Som pauseunderholdning i tråden forsøker jeg å skrive ned noe av det jeg tror jeg har skjønt, og ender kanskje opp med å relatere støynivåene i Bifrôst til noen andre størrelser. (Spoiler alert: De støynivåene er ikke så aller verst, egentlig.) Med det samme maner jeg også frem @I_L som sikkert vil kunne se med et halvt øye om det jeg skriver her er misforstått og i så fall korrigere meg (og med det andre halve øyet se på loop gain-kurven for Bifrôst i forrige innlegg at den er en delta-sigma-forsterker).
Vi har regnet litt frem og tilbake mellom total støy i uV for 20-20k Hz, signal/støyforholdet mellom en sinus på f eks 4.47 V rms (5 W i 4 ohm) eller 28.3 V rms (100 W i 8 ohm) og den totale støyen, og ekvivalent bitdybde tilsvarende SNR i en "perfekt" ADC med n bits oppløsning. Og vi har vist badekarformede grafer med frekvensavhengig støytetthet i litt mystiske enheter som volt pr kvadratrot av Hertz.
Jeg forstår sånn omtrent hvordan de henger sammen: Total støy er integralet eller summen av støytettheten over et visst frekvensbånd. Den får enheter i volt, og kan sammenlignes med volt rms for signalet. Det vi egentlig vil sammenligne er effekten av signalet (f eks en 100 W sinus ved 1 kHz) med effekten av støyen (f eks summert fra 20-20k Hz). Da burde vi regnet P1/P1=(U1^2/Z)/(U2^2/Z), men fordi decibeller er hendige greier kan vi forenkle det ved både å korte bort impedansen over og under brøkstreken, og ved å droppe kvadreringen og regne 10 log(V1^2/V2^"2) = 20 log (V1/V2). Så når vi regner ut et signal-støy-forhold som rms spenning ved klipping for en eller annen frekvens delt på totalt integrert støy over audiobåndet er det en mirakuløs forenkling som skjer.
Grafisk ser SNR gjerne ut som noe slikt, signaleffekten samlet i en enkelt frekvens som stikker opp av "gresset" i støygulvet. Man kan sammenligne effekten i den smale sinusen med effekten i den brede støyen, dvs alt "gresset" summert over båndbredden av interesse:
Støytettheten, høyden på "gresset" når det er nyklippet, er definert som det man får hvis man tar en FFT med binstørrelse 1 Hz for å vise effektspektrumet. Det er fortsatt effekt over båndbredde vi er interessert i, så egentlig er det Volt^2/Ohm Hz, men fordi decibeller fortsatt er hendige greier kan vi vise det som Volt/sqrt(Hz), integrere over frekvens til Volt, og bruke 20 log igjen. Og da kan vi plotte frekvensavhengig støygulv som for Bifrôst, her fra 10 til 100k Hz:
Nanovolt pr kvadratrothertz sier meg likevel ikke veldig mye, ikke engang når de summeres over en båndbredde og sammenlignes med en sinus med en viss spenning rms. Hvordan henger det der sammen med et komplekst musikksignal? Eller med ørets frekvensavhengige følsomhet? Vel å merke når vi sammenligner med høyden på plengresset akkurat der, ikke med totalt antall kubikkmeter gress på hele plenen?
Jeg satte sammen denne grafen mens jeg funderte, og der er det ganske mye informasjon, så spenn fast sikkerhetsbeltene:
X-aksen vist øverst er frekvens, fra 10 Hz til 100 kHz, logaritmisk skala. Y-aksen til venstre følger konvensjonen fra digitalverdenen med 0 dB (FS) øverst og regner nedover fra det. Nullpunktet her tilsvarer 120 dB SPL, lydtrykket 1 m foran en hypotetisk høyttaler med 100 dB effektivitet @ 1 W som får 100 W inn uten å komprimere eller forvrenge. Med 8 ohm impedans er det en +/- 40 V sinus over terminalene, eller 28.3 V rms. For enkelhets skyld har jeg også vist aksen i dB SPL på høyre side.
En enkelt ren sinustone med 100 W effekt, 28.3 V rms i 8 ohm, vil vises som et punkt langs X-aksen ved den aktuelle frekvensen, f eks den røde prikken ved 1 kHz. Derfra kan vi regne oss nedover i decibeller både med lydtrykk og spenning, i sammenlignbare enheter.
Den røde kurven er ørets følsomhet ihht ISO 226, tidligere kjent som Fletcher-Munson-kurven. Dette viser høreterskelen for en enkelt tone ved en viss frekvens i et stille rom. Siden de 120 dB er smerteterskelen ("full utstyring") kan vi regne nedover derfra og få -120 dB ved 1 kHz, tilsvarende 0 dB SPL. Tone-lignende lyder under denne kurven greier vi ikke høre, selv om de presenteres enkeltvis og uten noen andre maskerende lyder. Lyden av en sulten hunnmygg i den andre enden av et stille soverom, fem meter fra nesetippen, er omtrent 0 dB SPL ved 450-550 Hz.
Comparative Examples of Noise Levels - IAC Acoustics
This blog post compares examples of noise levels. It is broken down by Noise Source, Decibel Level, and Decibel Effect.
www.iacacoustics.com
En enkelt ren sinustone ved 1 kHz på grensen til hørbarhet ved 0 dB SPL 1 m foran nevnte høyttaler er da -120 dB fra full utstyring og -100 dB fra 1 W og 2.83 V rms, dvs 28.3 uV rms og 0.1 nW i 8 ohm. Det er også et punkt på grafen, nærmere bestemt punktet (x=1000, y=-120) på den røde kurven.
De to blå kurvene representerer frekvensspektrumet av typisk musikksignal. Det er bredspektret med nivå som varierer med frekvens. Litt grovt er det flatt fra ca 50 Hz til 1000 Hz, og faller omtrent som 1/f over det. Her har jeg lagt på et lite ekstra løft mellom 50 og 100 Hz, og en andreordens avrulling under 50 Hz (-40 dB pr dekade). I virkeligheten vil spektrumet av et musikkstykke også ha en mengde mindre topper på tonene og tilsvarende daler mellom dem, som i eksemplet nedenfor, men vi glatter over den fine strukturen her og beholder bare omrisset av toppene.
Den mørkeblå kurven er gjennomsnittlig lydtrykk. Hvis vi gjør en FFT på dette signalet med bins på 1 Hz bredde, som for støyen, vil hver enkelt bin få nivåene langs kurven. F eks -33 dB ved 1000 Hz. Når vi summerer alle bins langs kurven (root mean squared sum) summerer denne kurven seg til -17 dB, eller 103 dB SPL, 2 W tilført effekt, 4 V rms i 8 ohm i våre hypotetiske 100 dB høyttalere.
I den lyseblå kurven har jeg også lagt til gjennomsnittlig 17 dB crest factor for noenlunde velprodusert musikk. Dette er nivået i toppene, tutti orkestra ffff med pauker, kanoner, cymbaler og det hele. Crest factor varierer også med frekvens, mer høyere oppe, så denne kurven tilter litt oppover sammenlignet med den gjennomsnittlige. Igjen viser kurven spektral intensitet for hver frekvens, men hvis vi integrerer denne vil den summere til 120 dB SPL. Det er hva et håndholdt SPL-meter med flat vekting og peak hold vil vise i toppene her. Det er også 100 W summert, flatt jern med musikksignal på vår like hypotetiske 100 W effektforsterker.
Så har vi de to gule kurvene. De representerer kvantiseringsstøyen i et digitalt medie med en viss bitdybde og samplingfrekvens. Dette er ikke det samme som signal/støy-forhold, det typiske 6 dB ganger antall bits, men legger også til måten støyen spres utover i frekvensbåndet på, igjen i 1 Hz brede bins. En ideell ADC med n bits vil fortsatt ha SNR = 6.02 * n + 1.76 dB når det summeres over hele båndbredden, men sampleraten bestemmer hvor bred båndbredden blir, og derfor hvor mange 1 Hz bins støyeffekten fordeles på. Antall bins dobles og støyen pr bin halveres for hver dobling av sampleraten, alt annet likt.
Den lysegule kurven er støytettheten av 16 bits med 44.1 kHz sample rate. Da er det 22050 bins å fordele støyen på opp til Nyqvist-frekvensen, og støyintensiteten blir -(6.02 * 16 + 1.76) - 10 log(44100/2) = -98.1 - 43,4 = -141.5 dB. Det er et godt stykke under hørbarhetsgrensen. Optimalt utnyttet er 16/44.1 tilstrekkelig til å gjengi all lyd vi kan høre, både i Hz og dB.
Den mørkegule kurven er samme for 24/192 hirez. Da er SNR bedre og støyen dessuten fordelt over mange fler bins, så støyintensiteten blir så lav som -196 dB. Altså viser omrisset av det mørkegule rektangelet, nesten hele grafen, alt som kan gjengis med 24/192 hirez når avspillingskjeden er kalibrert slik at digital 0 dBFS tilsvarer 120 dB SPL.
Og de tre grønne kurvene viser støyintensiteten av tre forskjellige Bifrôst-versjoner. Den mørkeste er den vi "egentlig" holder på å lage, ca 100 W i 8 ohm og med 10 dB gain. Den har 4.0 uV total støy 20 - 20k Hz og er i prinsippet samme som kurven vist i begynnelsen av dette innlegget. Den lysere er versjonen med 20 dB gain, 5.6 uV total støy, og den lyseste stiplede er 50-watteren som til og med slår LA90 i denne disiplinen. Stiplet, fordi den har bare 50 W og vil ikke være i stand til å nå toppen av grafen.
Om jeg har tenkt og regnet rett her, ser det ut til at støygulvet i Bifrôst havner ca 60 dB under hørbarhetsgrensen ved 1 kHz og 40 dB under kvantiseringsstøyen i et ideelt 16/44.1 digitalmedie. Det er ca 180 dB under full utstyring og ca 120-160 dB ned fra tutti orkestra, men fortsatt 16 dB over kvantiseringsstøyen i ideell 24/192 hirez.
Og, hvis vi sier at støyen fra en mygg på 5 m avstand er 0 dB SPL og reduseres med ytterligere 6 dB for hver dobling av avstanden, så er -60 dB SPL 10 doblinger, 2^10 = 1024, og støygulvet i Bifrôst opplevd 1 m foran en 100 dB høyttaler tilsvarer dunderet av en enkelt mygg på 5.1 km avstand. Det er kanskje godt nok for nå, men hvis vi setter fire Bifrôst i parallell og senker støyen ytterligere 6 dB flytter vi den virtuelle myggen til litt over en mils avstand. Og det bør jo holde for de fleste praktiske formål.Sist redigert:
Hvordan refereres støygulvet til utgangseffekten ved endringer der? Si f.eks. ved en designeffekt på 10W istedenfor 100W? Eller er det ikke relevant/hensiktsmessig å bruke konstruksjonen ned på så lave effekter? Spør for en nerdevenn med meget følsomme ht.Det er egentlig ikke så mye mer å gjøre nå med designet for Bifrôst, med mindre Armand finner noen nye overraskelser når han tester den. Hittil har vi lært noe nytt i hver test. (En gang hørte jeg smellet nesten helt hit.) Deretter har vi gjort nye iterasjoner som har forbedret dingsen for hver gang. Versjonen han loddet sammen og testet i fjor sommer var allerede langt bedre enn den første fungerende prototypen tilbake i 2019, men jeg håper jo at denne runden gjør den enda litt mer støy- og forvrengningssvak, og langt mer robust for diverse overbelastning. Time will show.
I mellomtiden funderer jeg på støy, sånn i største almenhet. I de siste innleggene har jeg skrevet en del om støynivå, signal/støynivå, bitdybde og støytetthet. Dette er et område jeg ikke egentlig har gravd meg så mye ned i tidligere, så det var en del å forsøke å forstå om hvordan disse konseptene egentlig henger sammen. Som pauseunderholdning i tråden forsøker jeg å skrive ned noe av det jeg tror jeg har skjønt, og ender kanskje opp med å relatere støynivåene i Bifrôst til noen andre størrelser. (Spoiler alert: De støynivåene er ikke så aller verst, egentlig.) Med det samme maner jeg også frem @I_L som sikkert vil kunne se med et halvt øye om det jeg skriver her er misforstått og i så fall korrigere meg (og med det andre halve øyet se på loop gain-kurven for Bifrôst i forrige innlegg at den er en delta-sigma-forsterker).
Vi har regnet litt frem og tilbake mellom total støy i uV for 20-20k Hz, signal/støyforholdet mellom en sinus på f eks 4.47 V rms (5 W i 4 ohm) eller 28.3 V rms (100 W i 8 ohm) og den totale støyen, og ekvivalent bitdybde tilsvarende SNR i en "perfekt" ADC med n bits oppløsning. Og vi har vist badekarformede grafer med frekvensavhengig støytetthet i litt mystiske enheter som volt pr kvadratrot av Hertz.
Jeg forstår sånn omtrent hvordan de henger sammen: Total støy er integralet eller summen av støytettheten over et visst frekvensbånd. Den får enheter i volt, og kan sammenlignes med volt rms for signalet. Det vi egentlig vil sammenligne er effekten av signalet (f eks en 100 W sinus ved 1 kHz) med effekten av støyen (f eks summert fra 20-20k Hz). Da burde vi regnet P1/P1=(U1^2/Z)/(U2^2/Z), men fordi decibeller er hendige greier kan vi forenkle det ved både å korte bort impedansen over og under brøkstreken, og ved å droppe kvadreringen og regne 10 log(V1^2/V2^"2) = 20 log (V1/V2). Så når vi regner ut et signal-støy-forhold som rms spenning ved klipping for en eller annen frekvens delt på totalt integrert støy over audiobåndet er det en mirakuløs forenkling som skjer.
Grafisk ser SNR gjerne ut som noe slikt, signaleffekten samlet i en enkelt frekvens som stikker opp av "gresset" i støygulvet. Man kan sammenligne effekten i den smale sinusen med effekten i den brede støyen, dvs alt "gresset" summert over båndbredden av interesse:
Vis vedlegget 917426
Støytettheten, høyden på "gresset" når det er nyklippet, er definert som det man får hvis man tar en FFT med binstørrelse 1 Hz for å vise effektspektrumet. Det er fortsatt effekt over båndbredde vi er interessert i, så egentlig er det Volt^2/Ohm Hz, men fordi decibeller fortsatt er hendige greier kan vi vise det som Volt/sqrt(Hz), integrere over frekvens til Volt, og bruke 20 log igjen. Og da kan vi plotte frekvensavhengig støygulv som for Bifrôst, her fra 10 til 100k Hz:
Vis vedlegget 917307
Nanovolt pr kvadratrothertz sier meg likevel ikke veldig mye, ikke engang når de summeres over en båndbredde og sammenlignes med en sinus med en viss spenning rms. Hvordan henger det der sammen med et komplekst musikksignal? Eller med ørets frekvensavhengige følsomhet? Vel å merke når vi sammenligner med høyden på plengresset akkurat der, ikke med totalt antall kubikkmeter gress på hele plenen?
Jeg satte sammen denne grafen mens jeg funderte, og der er det ganske mye informasjon, så spenn fast sikkerhetsbeltene:
Vis vedlegget 917579
X-aksen vist øverst er frekvens, fra 10 Hz til 100 kHz, logaritmisk skala. Y-aksen til venstre følger konvensjonen fra digitalverdenen med 0 dB (FS) øverst og regner nedover fra det. Nullpunktet her tilsvarer 120 dB SPL, lydtrykket 1 m foran en hypotetisk høyttaler med 100 dB effektivitet @ 1 W som får 100 W inn uten å komprimere eller forvrenge. Med 8 ohm impedans er det en +/- 40 V sinus over terminalene, eller 28.3 V rms. For enkelhets skyld har jeg også vist aksen i dB SPL på høyre side.
En enkelt ren sinustone med 100 W effekt, 28.3 V rms i 8 ohm, vil vises som et punkt langs X-aksen ved den aktuelle frekvensen, f eks den røde prikken ved 1 kHz. Derfra kan vi regne oss nedover i decibeller både med lydtrykk og spenning, i sammenlignbare enheter.
Den røde kurven er ørets følsomhet ihht ISO 226, tidligere kjent som Fletcher-Munson-kurven. Dette viser høreterskelen for en enkelt tone ved en viss frekvens i et stille rom. Siden de 120 dB er smerteterskelen ("full utstyring") kan vi regne nedover derfra og få -120 dB ved 1 kHz, tilsvarende 0 dB SPL. Tone-lignende lyder under denne kurven greier vi ikke høre, selv om de presenteres enkeltvis og uten noen andre maskerende lyder. Lyden av en mygg i den andre enden av et stille soverom, fem meter fra nesetippen, er omtrent 0 dB SPL ved 450-550 Hz.
Comparative Examples of Noise Levels - IAC Acoustics
This blog post compares examples of noise levels. It is broken down by Noise Source, Decibel Level, and Decibel Effect.
www.iacacoustics.com
En enkelt ren sinustone ved 1 kHz på grensen til hørbarhet ved 0 dB SPL 1 m foran nevnte høyttaler er da -120 dB fra full utstyring og -100 dB fra 1 W og 2.83 V rms, dvs 28.3 uV rms og 0.1 nW i 8 ohm. Det er også et punkt på grafen, nærmere bestemt punktet (x=1000, y=-120) på den røde kurven.
De to blå kurvene representerer frekvensspektrumet av typisk musikksignal. Det er bredspektret med nivå som varierer med frekvens. Litt grovt er det flatt fra ca 50 Hz til 1000 Hz, og faller omtrent som 1/f over det. Her har jeg lagt på et lite ekstra løft mellom 50 og 100 Hz, og en andreordens avrulling under 50 Hz (-40 dB pr dekade). I virkeligheten vil spektrumet av et musikkstykke også ha en mengde mindre topper på tonene og tilsvarende daler mellom dem, som i eksemplet nedenfor, men vi glatter over den fine strukturen her og beholder bare omrisset av toppene.
Vis vedlegget 917546
Den mørkeblå kurven er gjennomsnittlig lydtrykk. Hvis vi gjør en FFT på dette signalet med bins på 1 Hz bredde, som for støyen, vil hver enkelt bin få nivåene langs kurven. F eks -33 dB ved 1000 Hz. Når vi summerer alle bins langs kurven (root mean squared sum) summerer denne kurven seg til -17 dB, eller 103 dB SPL, 2 W tilført effekt, 4 V rms i 8 ohm i våre hypotetiske 100 dB høyttalere.
I den lyseblå kurven har jeg også lagt til gjennomsnittlig 17 dB crest factor for noenlunde velprodusert musikk. Dette er nivået i toppene, tutti orkestra ffff med pauker, kanoner, cymbaler og det hele. Crest factor varierer også med frekvens, mer høyere oppe, så denne kurven tilter litt oppover sammenlignet med den gjennomsnittlige. Igjen viser kurven spektral intensitet for hver frekvens, men hvis vi integrerer denne vil den summere til 120 dB SPL. Det er hva et håndholdt SPL-meter med flat vekting vil vise i toppene her. Det er også 100 W summert, flatt jern med musikksignal på vår like hypotetiske 100 W effektforsterker.
Så har vi de to gule kurvene. De representerer kvantiseringsstøyen i et digitalt medie med en viss bitdybde og samplingfrekvens. Dette er ikke det samme som signal/støy-forhold, det typiske 6 dB ganger antall bits, men legger også til måten støyen spres utover i frekvensbåndet på, igjen i 1 Hz brede bins. En ideell ADC med n bits vil fortsatt ha SNR = 6.02 * n + 1.76 dB når det summeres over hele båndbredden, men sampleraten bestemmer hvor bred båndbredden blir, og derfor hvor mange 1 Hz bins støyeffekten fordeles på. Antall bins dobles og støyen pr bin halveres for hver dobling av sampleraten, alt annet likt.
Den lysegule kurven er støytettheten av 16 bits med 44.1 kHz sample rate. Da er det 22050 bins å fordele støyen på opp til Nyqvist-frekvensen, og støyintensiteten blir -(6.02 * 16 +- 1.76) - 10 log(44100/2) = -98.1 - 43,4 = -141.5 dB. Det er et godt stykke under hørbarhetsgrensen. Optimalt utnyttet er 16/44.1 tilstrekkelig til å gjengi all lyd vi kan høre, både i Hz og dB.
Den mørkegule kurven er samme for 24/192 hirez. Da er SNR bedre og støyen dessuten fordelt over mange fler bins, så støyintensiteten blir så lav som -196 dB. Altså viser omrisset av det mørkegule rektangelet, nesten hele grafen, alt som kan gjengis med 24/192 hirez når avspillingskjeden er kalibrert slik at digital 0 dBFS tilsvarer 120 dB SPL.
Og de tre grønne kurvene viser støyintensiteten av tre forskjellige Bifrôst-versjoner. Den mørkeste er den vi "egentlig" holder på å lage, ca 100 W i 8 ohm og med 10 dB gain. Den har 4.0 uV total støy 20 - 20k Hz og er i prinsippet samme som kurven vist i begynnelsen av dette innlegget. Den lysere er versjonen med 20 dB gain, 5.6 uV total støy, og den lyseste stiplede er 50-watteren som til og med slår LA90 i denne disiplinen. Stiplet, fordi den har bare 50 W og vil ikke være i stand til å nå toppen av grafen.
Om jeg har tenkt og regnet rett her, ser det ut til at støygulvet i Bifrôst havner ca 60 dB under hørbarhetsgrensen ved 1 kHz og 40 dB under kvantiseringsstøyen i et ideelt 16/44.1 digitalmedie. Det er ca 180 dB under full utstyring og ca 120-160 dB ned fra tutti orkestra, men fortsatt 16 dB over kvantiseringsstøyen i ideell 24/192 hirez.
Og, hvis vi sier at støyen fra en mygg på 5 m avstand er 0 dB SPL og reduseres med ytterligere 6 dB for hver dobling av avstanden, så er -60 dB SPL 10 doblinger, 2^10 = 1024, og støygulvet i Bifrôst opplevd med ørene 1 m foran en 100 dB høyttaler tilsvarer dunderet av en enkelt mygg på 5.1 km avstand. Det er kanskje godt nok for nå, men hvis vi setter fire Bifrôst i parallell og senker støyen ytterliger 6 dB flytter vi den virtuelle myggen til litt over en mils avstand. Og det bør jo holde for de fleste praktiske formål.
Kortversonen holder..Nettopp, jeg leste litt fort. Dvs ca +10 dB i følsomhet på høyttalerne ?
+10 dB = ca 110 dB/W i 8 ohm i følsomhet på høyttalerne så løfter du støygulvet med 10 dB, fra et støygulv som ligger å plasker rundt -180 dB til et sted rundt -170 dB, Asbjørns grønne streker.
Jeg forstår det slik at desibellene og grafen til Asbjørn er med referanse til et lydtrykk (full scale) på 120 dB SPL = 0 dB og følsomhet på høyttalerne på 100 dB/W i 8 ohm.
mvh
KJ
Kortversjon for Bifrôst: Kommer an på. Utgangstrinnet kan uansett gi ca 130 W i 8 ohm, termisk begrenset, men det er ikke det som klipper først. Om vi tar ned utgangseffekten ved helt enkelt å strupe den ned tidligere er støyen den samme, men SNR vs full effekt blir dårligere.Hvordan refereres støygulvet til utgangseffekten ved endringer der? Si f.eks. ved en designeffekt på 10W istedenfor 100W? Eller er det ikke relevant/hensiktsmessig å bruke konstruksjonen ned på så lave effekter? Spør for en nerdevenn med meget følsomme ht.
Kortversonen holder..
Det jeg gjorde i 50 W-versjonen var også å dra ned gain rundt utgangstrinnet slik at det ikke kunne gå stort høyere enn det spenningssvinget, og i stedet brukte det gainet som økt NFB. Det dro ned total støy fra 4 uV til 2.7 uV, men da var det veldig mye mer enn utgangseffekten som ble endret.
Om vi går videre ned til 10 W eller så går det an å gjøre det samme en gang til, men før eller siden treffer man på stabilitetsproblemer med loop gain og båndbredde. Vet ikke eksakt hvor grensen vil gå. En dag det regner kan det tenkes jeg gjør et forsøk.
Gjør omtrent samme nytten med heavy spredning av bjørkepollen, dessverre.Thx! Da håper jeg på regn
Jeg var litt nysgjerrig selv på om det kan være mulig å få noe sånt stabilt, og i simuleringene ser det utrolig nok slik ut. Som tidligere veksler jeg inn effekt for loop gain ved å redusere gain etter det punktet i forsterkeren som er ment å klippe først, og dermed gi avkall på spenningssving over utgangene. Da blir ikke utsvinget på den klippede bølgeformen så stort, men all støy og forvrengning i de siste trinnene undertrykkes desto mye mer av gainet som nå er loop gain i stedet, dvs NFB.
Utfordringen ligger i at man gjerne øker båndbredden på en forsterker med det samme man gjør dette, så det blir litt trangt i døren oppe ved 1 MHz hvor mye nå må skje samtidig. Etter litt fikling med komponentverdier kom jeg til noe som i det minste ser stabilt ut. Loop gain:
Relativt anstendig fasemargin ved unity gain, men lite sikkerhetsmargin for parasitics ved 2-3 MHz. Vil få problemer med en chip som ligger nedenfor "typical"-verdien fra datasheet. Firkantbølgen ser ryddig ut, en liten overshoot før utgangsfilteret, knapt noe etter.
Denne har 9.4 dB gain og 9.2 W effekt i 8 ohm. Den er ned 1 dB ved 275 kHz og -3 dB ved ca 490 kHz. Ved 96 kHz er den ned 0.12 dB.
Med +/- 5 V inn klipper den ved +/- 12.14 V ut, dvs 9.2 W i 8 ohm. Jeg holdt meg til eksisterende motstandsverdier her, og fant ikke et steg som traff eksakt på 10 W. Det var enten 9 eller 14 W, og da gikk jeg for lett fluevekt.
Det er en litt stillferdig sak, dette. Støytettheten på utgangene er ned mot 11 nV/sqrt(Hz). Total støy 20-20k Hz er 1.7 uV (!!!), og SNR vs 5 W i 4 ohm er 128.3 dB. Regnet mot full effekt, sånn som den nå engang er, blir det 134 dB SNR, eller nokså nøyaktig 22 bits oppløsning. Alt sammen fra ett enkelt kretskort.
Tilsammen er det 113 dB NFB rundt utgangstrinnet ved 10 kHz. Det er ca 82 Hz mer enn en standard gainclone, nokså jevnt gjennom hele audiobåndet opp til dit, og bør bety at de ca 0.002 % THD+N fra en slik (nærmere bestemt en brokoblet BR100 fra AN-1192) ved ca 5 W ut nå undertrykkes med ytterligere 82 dB. Det bør tilsi at støyen fra utgangstrinnet nå er nede ved -176 dB eller så. Siden forrige kurve viste 128 dB SNR bør det bety at støyen fra gainbuffer og drivertrinn nå overdøver selve chipampen i utgangstrinnet med ca 48 dB, og en OPA1611 er heller ikke kjent for å være spesielt bråkete av seg. Forbedringen fra versjonene med høyere effekt kommer mest fra gainstrukturen mellom buffertrinn og drivertrinn, og fra at drivertrinnet også er inni ytre feedback-loop og får noen dB mer NFB rundt seg, det også.
Selv om det skulle vise seg at en slik faktisk er stabil også på et fysisk kretskort ville jeg vært skeptisk til å lage spesielt mange av dem. Det er såpass små marginer for komponentvariasjon at det fort kan skite seg. Det måtte i så fall vært håndsorterte komponenter (spesielt IC'ene) og grundig testing av hver enkelt. Det har ikke så mye å si for et hobbyprosjekt, men ville neppe fungere i masseproduksjon.
Om man skulle tenke kommersielt kunne det vært en bedre idé å lage en 25-watter med litt mer sikkerhetsmarginer i. Den ville få ca 2 uV støy. Så kunne man lagd en 50-watter med to kort i parallell pr side, og en 100-watter med 4 kort pr side. Begge ville også fått ca 2 uV støy og ca 128 dB SNR vs 5 W i 4 ohm (3 dB mer i 8 ohm), men økende SNR vs full effekt, hhv ca 137, 140 og 143 dB. Om man solgte dem som ferdigbygde stereochassis kunne man lagd litt fancy kjølefinner og kalt dem henholdsvis V Twin, V4 og V8 etter antallet kretskort. Hmm...
Sist redigert:
Kjøper argumentet med 25W - ikke nødvendig, men ikke noe hinder heller og sikkerhetsmarginer er vi mildt sagt opptatt av. I den settingen dette er tenkt brukt er heller ikke 4 Ohm spesielt relevant/viktig, 8 eller sågar 16 Ohm er "normen" i så måte. Klar for litt kvasi kommersialisering her
Har arrangert med forlengelse av bjørkepollensesongen.
Er helt klar for handel om noe kommersielt skulle dukke opp...
Dette er styggbra!
Atsjo. Ja,. effekt man ikke bruker gjør heller ingen skade, men det interessante her var hvor mye av den som kan veksles inn imer NFB og komme til nytte på annen måte. Å bare strupe ned effekten uten å endre noe annet er trivielt enkelt.Kjøper argumentet med 25W - ikke nødvendig, men ikke noe hinder heller og sikkerhetsmarginer er vi mildt sagt opptatt av. I den settingen dette er tenkt brukt er heller ikke 4 Ohm spesielt relevant/viktig, 8 eller sågar 16 Ohm er "normen" i så måte. Klar for litt kvasi kommersialisering her
Har arrangert med forlengelse av bjørkepollensesongen.
Enig, dette konseptet er jo tenkt brukt på høyttalere med 8-16 ohm impedans og 95+ dB følsomhet. Har man høyttalere med 3-4 ohm og 85 dB følsomhet finnes det mange bra klasse D-forsterkere der ute som spiser sånt til frokost.
Vet ikke om det var pollensesongen eller bare et teknisk interessant spørsmål, men jeg lekte litt mer med tanken om en forsterkerserie med forskjellige effekter. Som nevnt er det mulig å veksle inn loop gain for spenningssving over utgangene, så høyere maksimal utgangseffekt vil gi lavere NFB og høyere støy, alt annet likt.
Samtidig vil høyere effekter også dra mer strøm, så det blir også behov for høyere strømkapasitet enn med moderat effekt i høy impedans. Det kan løses ved flere utgangsenheter i parallell, noe som hendig nok også drar ned støyen. Med Bifrôst er det relativt enkelt å øke strømkapasitet ved å sette flere forsterkerkort i parallell. Strømkapasiteten øker med 11 A pr forsterkerkort, og støyen faller omvendt proporsjonalt med kvadratroten av antall kort, dvs -3 dB per dobling av antallet kort.
De to effektene kan balanseres mot hverandre. Økt spenningssving og høyere støy pr kort motvirkes av flere kort og lavere støy tilsammen. Litt avhengig av hvordan man legger stegene kan man få ganske konstant utgangsstøy og SNR @ 5 W over en bred serie ulike forsterkereffekter. Det gir samtidig økende SNR mot full effekt og dermed også økende antall bits oppløsning ved økende effekter. Interessant nok er det mulig å forme en loop gain-kurve som ser omtrent lik ut over et ganske bredt spenn av utgangseffekter ved å bruke de frihetsgradene som er tilgjengelige i kretsen.
Her har jeg satt opp en serie med 1 til 8 forsterkerkort pr kanal, fra 25 W til 300 W pr kanal. Gainet er lagt rundt 9.5 dB for alle, men sprangene mellom tilgjengelige motstandsverdier gir litt forskjeller. Man kunne selvsagt satt en trimpot der i stedet og satt eksakt samme verdi for alle om man vil. Båndbredden er lagt slik at de er ned 0.2-0.3 dB ved 96 kHz i 8 ohm last. I runde tall er støyen 2 uV for alle, men det blir naturlig nok et bedre signal/støy-forhold når den maksimale signalamplituden øker. Jeg kan ikke simulere mer enn fem kort med TINA-TI, så de to største er simulert som hhv tre og fire kort og så justert med -3 dB støy, halvert utgangsimpedans osv. Derfor grå tall i kursiv der for å markere at det er regnet på en litt annen måte. De grønne rutene markerer varianter med bedre enn 24 bits oppløsning.
Vi minner om at en brokoblet Topping LA90 i 8 ohm last har 125.6 dB SNR vs 5 W og 140.9 dB vs 95 W ut. Samtlige varianter i tabellen kan gjøre krav på å være "verdens beste", de kraftigste med såpass mye at man kanskje skal tenke over eksportrestriksjoner til enkelte land. Med ~600 kHz båndbredde og bedre enn 24 bits oppløsning er dette ikke lenger bare en audioforsterker.
Variantene med parallellkoblede kort vil behøve en liten resistor på utgangene for å isolere kortene fra hverandre. Det gjør at de får en målbar utgangsimpedans og ikke helt nøyaktig dobling av effekt i halvert utgangsimpedanse. Derfor har jeg lagt dem en halv dB eller så over "nominell" effekt her, for heller å kunne si sånt som ">100 W", "> 200 W", "> 400 W" osv.
I tabellen nedenfor er de fire kolonnene pr impedansverdi hhv utgangsspenning (+/-) i det bølgeformen først berører klipping, effekten ved det punktet (dvs ved veldig mye mindre enn 1 % THD+N), strømtrekk pr kort ved det punktet, og maksimal varmeeffekt som skal avledes pr kort. Det siste avhenger av forsyningsspenning og lastimpedans, ikke direkte av utgangseffekten som er vist her. Rosa ruter for strømtrekk klipper på strøm ved 11.5 A pr kort, rosa for varmeeffekt er mer enn 80 W pr IC.
Spennet fra 25 W til 300 W her bør være relativt trygt stabilitetsmessig, men det er litt "hvor lang er en strikk" i begge ender. Nederst, et sted rundt 10 W, vil vi etterhvert slippe opp for gain bandwidth product og få stabilitetsproblemer ved 1-2 MHz et sted. Øverst vil vi begynne å nærme oss maksimale railspenninger og operere IC'ene i regioner hvor de ikke lenger oppfører seg eksakt som i SPICE-modellen og pådrar seg interessante fasevinkler. Til slutt treffer vi max forsyningsspenning for IC'ene ved ca 390 W i 8 ohm. Akkurat det tror jeg ikke vi skal bruke mye tid på å teste.
Alt dette hviler på to nokså viktige forutsetninger som ikke er testet i praksis ennå: At den "sikkerhetsventilen" vi la inn i de nyeste versjonene vil fungere som tilsiktet og gi den fleksibiliteten jeg har benyttet her, og at det vil fungere å sette flere kort i parallell uten nye komplikasjoner med stabilitet etc. Vi tror jo det, men det vil vel vise seg etterhvert.
Anyways, en observasjon til om hvor absurd støysvake disse er. Dette er input referred støytetthet for "V8" 100-watteren med fire kort i parallell pr side. Integrert 20-20k Hz blir det 0.545 uV, fortsatt referert til input.
Dette er fra databladet for en LM4562 småsignal opamp, anerkjent for audioformål:
Hele Bifrôst "V8" har mindre støy ved 10 kHz enn en "typisk" LM4562 og ligger totalt godt innenfor oppgitte maksimalverdier for den. Om man i stedet parallellkobler alle åtte kort til en 100-watts monoblokk ville man få enda 3 dB bedre SNR, 0.385 uV inngangsstøy, 2,66 nV/sqrt(Hz) støytetthet ved 10 kHz, og omtrent matche en «typisk» LM4562. Og ca 825 W i 1 ohm last uten å svette spesielt mye.Sist redigert:
Det kan også være interessant å kikke down under på nye Halcro Eclipse. Hvis jeg ser nøye på kalkulatoren kommer jeg til at 5 nV/sqrt(Hz) input noise er ca 10 ganger mer enn 0.5 nV/sqrt(Hz). De sier ikke så mye om frekvensavhengigheten (av nokså opplagte grunner).
£46 000, ja. Det er 622 640 NOK til dagens kurs.
-
Laster inn…
Diskusjonstråd Se tråd i gallerivisning
-
Laster inn…