Symmetrisk feedback utgangsforsterker.

[jane]

Dette er et skjema over en rørforsterker. Forsterkeren er symmetrisk oppbygd og innehar tre feedbacklooper. En loop er den ultralineare [1] koblingen av utgangsrørene, en annen er global feedback og den tredje loopen er hyperlinear [2] g2-tilbakekobling til inngangspentodene. Tanken bak dette er å holde global tilbakekobling på et moderat nivå. Til sammen vil disse redusere utgangsimpedansen til null komma ett eller annet og distorsjonen til et pent tall.

Forsterkeren er basert på kundespesifiserte trafoer fra Sowter UK. Utgangstrafoen er litt spesiell da den har 2 x 2 ohm sekundærviklinger. Som alle vet er 2 + 2 ohm det samme som 8 ohm CT. Dette for å opprettholde det symmetriske regimet forsterkeren arbeider etter.
Effektmessig havner denne saken i 30W+ segmentet.

Faremomentet ved å konstruere en forsterker etter dette prinsippet er at jeg ar avhengig av magnetisk kobling i g2-feedbacksløyfen når forsterkeren forlater klasse AB og drar inn i klasse B, noe som vil skje ved omtrent 10 watt. Jeg er med andre ord avhengig av lav lekkasjeinduktans mellom de to primærviklingene.
Nå har jeg selvfølgelig målt responsen fra utgangstrafoene og i dette tilfellet er det intet som tyder på at dette vil bli et problem. Sowter UK pleier å lage gode trafoer, i alle fall hvis du er i stand til å forklare dem hva du er ute etter.

Jeg regner med at forsterkeren er oppe og spiller om 14 dager. Jeg har kommet til det punktet at jeg har alle komponentene liggende og chassiset er ferdig lakkert. Rent kosmetisk hadde det selvfølgelig gjort seg med noe treverk rundt rammen (hvis det finnes noen som driver med tresløyd har inne så er jeg en habil betaler for godt håndverk).

[1] David Hafler & Herbert I. Keroes
[2] Jan Erling Veiset


Jan E Veiset

 

[Rhesus]

Flere feedback looper er en god ide. Det gjør ting mye mer robust for komponentvariasjoner og variende betingelser som f.eks. lastimpedans og forsyningsspenning.

Jeg har også benyttet feed forward teknikker for å minimere variasjon i gain i feedback loopen med stort hell.

Spennende å se hvordan dette går. Slike 'fullbalanserte' konstruksjoner har jeg hatt litt problemer med, vanligvis ustabilitet ved lav frekvens.

 

[jane]

Jeg kan si litt om mer feedbackloppene.

Midt på tegningen ser vi en motstand på 39k som sitter mellom g2 på inngangsrørene. Statisk sett går den ingen strøm gjennom denne, spenningen på hver side er 150V og dermed er denne motstanden uten funksjon DC-messig. Om vi kortslutter den eller tar den ut så vil arbeidspunket for kretsen forbli det samme.
Signalmessig har den betydning. Hver side av motstanden er koplet til utgangstrafoens primærside via en spenningsdeler og signalet svinger i motfase. I det vi har +50Vac på den ene siden har vi -50Vac på den andre siden og så videre.
Vi kan tenke oss to ytterpunkt: i det ene tilfellet er verdien på motstanden uendelig og i det andre tilfellet er verdien 0 ohm. I det første tilfellet vil all ac som kommer fra utgangen bli koblet tilbake til g2 på hvert sitt rør, kun begrenset av spenningsdeleren (100k/56k). Dette er maks feedback det er mulig å oppnå i denne loopen.
I det andre tilfellet, hvis motstanden hadde vært 0 ohm, ville signalene utballansert hverandre og tilført signal til g2 hadde blitt lik null. Det vil si ingen feedback.
Som vi ser kan vi ved å endre verdien på en eneste motstand bestemme hvor mye feedback som skal fødes tilbake for begge sider.
I dette tilfellet er målet å føde tilbake samme andel som 1/A, hvor A er forsterkningen i utgangstrinnet. Det vil si at variasjoner i g2-spenningen skal følge variasjoner i anodespenningen til inngangspentodene og sånn sett kan betraktes som pseudotrioder. I feedbackterminologi utgjør dette ca 12dB for EF86 sitt vedkommende. Denne kretsløsningen har fått navnet hyperlinear.

Mye av det samme prinsippet er benyttet i loopen for global feedback. Her er det motstanden på 120 ohm, til venstre på figuren, som bestemmer graden av feedback.

Disse to feedbackloopene vil på hver sin måte påvirke forsterkerens egenskaper både målemessig og lydmessig. Det er kanskje ikke like fancy å beregne nye verdier for et par motstander som det er å skifte ut komponenter til ulike eksotiske merkenavn, men verifiserbar teori er altså min tilnærming.

Jan E Veiset

 

[VegardW]

Kan du si litt om hvorfor det er ønskelig å holde global tilbakekopling på et moderat nivå.Dette at du opererer med tre feedbacksløyfer, Er det for å høste de gode sidene ved feedback og sortere vekk de mindre gode?(sorry at jeg ikke kan formulere spørsmålet i korrekte termer)Ellers er det ganske fancy å kunne endre en forsterker fullstendig med å variere en eneste motstand. ;D.

 

[jane]

Kan du si litt om hvorfor det er ønskelig å holde global tilbakekopling på et moderat nivå.

Jo lengre en feedbacksløyfe er (global feedback er den lengste sløyfen, fra utgang til inngang) og jo flere frekvensavhengige elementer den innehar (kondensatorer, trafoer, etc) jo vanskeligere er den å kontrollere. I utgangspunket skjer feedback ved alle frekvenser fra DC til GHz-området og på et eller flere punkter på denne skalaen greier to reaktive elementer å dreie fasen 180 grader som medfører at negativ feedback har blitt til positiv feedback og man sitter igjen med en oscillator.

Hvis man tenker over det så er en utgangstrafo en rimelig kompleks sak som inneholder mange reaktive komponenter. Et ekvivalentskjema over en trafo som viser de viktigste er dette:

Som man ser er det mange muligheter for dreie fasen både i den ene og andre retningen i en slik sak. Og med global feedback er utgangstrafoen med i feedbacksløyfen.

Det finnes selvfølgelig teknikker for å unngå problemene dette medfører, ofte vil en se innlagte dominante poler som begrenser forsterkerens open loop respons, slik at man kan kjøre på med mer feedback uten at ting går i selvsving. Men under ellers like betingelser er flere korte og moderate feedbacksløyfer å foretrekke fremfor mye global feedback.

Jan E Veiset

 

[Svein_B]

. . .
Midt på tegningen ser vi en motstand på 39k som sitter mellom g2 på inngangsrørene. Statisk sett går den ingen strøm gjennom denne, spenningen på hver side er 150V og dermed er denne motstanden uten funksjon DC-messig.
. . .

Signalmessig bør midtpunktet på denne motstanden være 0 AC - forutsatt at feedback signalet på begge ender av motstanden er like. Så lenge forsterkeren arbeider i klasse-A, så er vel disse betingelsene oppfylt, men jeg er litt usikker på hvordan forholdene blir når vi er over i klasse-B.

Jeg har selv prøvd et lignende "shunt" arrangement for feedback - i en mye enklere forsterker!. Resultatet ble høy forvrengning så snart effekten kom over ca 1/3, med stor andel av høyere ordens harmoniske. Jeg antok at dette kunne skyldes at forutsetningne ikke lenger stemte for klasse-B, og endret derfor til uavhengige feedback for push of pull sidene med godt resultat.

Dersom mine antagelser stemmmer m.h.t. klassse-B effekter, vil man vel i ditt tilfelle også kunne få lignende problem p.g.a. at feedback fra anoden på utgangsrørene er krysskoblet til motsatt driverrør.

Hva mener du Jane? Du har etter hvert adskilleg mere erfaring med kompliserte feedback løsninger enn de fleste av oss her!

Svein.

 

[jane]

. . .
Midt på tegningen ser vi en motstand på 39k som sitter mellom g2 på inngangsrørene. Statisk sett går den ingen strøm gjennom denne, spenningen på hver side er 150V og dermed er denne motstanden uten funksjon DC-messig.
. . .

Signalmessig bør midtpunktet på denne motstanden være 0 AC - forutsatt at feedback signalet på begge ender av motstanden er like. Så lenge forsterkeren arbeider i klasse-A, så er vel disse betingelsene oppfylt, men jeg er litt usikker på hvordan forholdene blir når vi er over i klasse-B.

I et tidligere innlegg var jeg innom problematikken du nevner, jeg skrev vel noe slik som at jeg var avhengig av god magnetisk kobling mellom primærviklingene i utgangstrafoen i det forsterkeren entrer klasse B.
Hvis koblingen mellom push og pull siden er perfekt vil disse sidene svinge likt (i motfase) også etter at trinnet har forlatt klasse A. I praksis betyr god magnetisk kobling (blant annet) lav lekkasjeinduktans. Lleak vil sammen med feedbacknettverket danne et lavpassfilter, men siden feedbacksløyfen som mater g2 i hovedsak er resistiv og høyohmig (100k+) jeg kan i det tilfellet tolerere moderate mengder Lleak uten at det burde medføre frekvens/fase-problemer.
(Sowter har også, i den grad det var mulig, optimert trafoen med hensyn på Lleak prim/prim, uten å gå til det skrittet å vikle primærsidene bifilar, noe som antageleig hadde vært overkill i denne kretsen.)

Jan E Veiset

 

[jane]

Da er jeg ferdig med å koble ledninger hit og dit. Det som står igjen nå er å plassere komponenter som motstander, kondensatorer, etc på riktig plass. De få delene som vises på bildet tilhører utgangstrinnet (for det meste katodenettverk)

På en god dag greier jeg forhåpentligvis å koble resten også - vi får se.

Jan E Veiset

 

[Rhesus]

Ryddig.

Når jeg ser slikt får jeg lyst til å snoke litt rundt i rotekassa. Tror det ligger deler til et par 6B4G forsterkere der.

Hvor får du tak i slike fine koblingsbrett med loddetårn?

 

[jane]

6B4G er broren til 2A3, men må ha dobbelt så høy glødespenning. Lav glødespenning kan være et enten eller for DHT. Du kan jo føde gløden med HF, men jeg er litt usikker på hvordan glødespenning i MHz området ville slått ut med hensyn på IM. Uansett, så hadde det vært et innteserant eksperiment.

Koblingsbrettene kjøper jeg fra PcX, CA: http://www.partsconnexion.com/

Jan E Veiset

 

[Rhesus]

Er det noen god grunn til ikke å bruke DC til gløding av DHT?

 

[jane]

Fikk dessverre dårlig med tid i dag og det eneste jeg greide å gjøre var å koble til inngangstrafoene. Det er de to oktalsoklene i midten av bildet som huser inngangstrafoene.

Som det vises av bildet er hver sekundær terminert med en 22k motstand. Regner man med resistansen til P og S sidene så vil inngangsimpedansen for dette utgangstrinnet bli i området 13k. Det er en overkommelig last for de preampene jeg er i besittelse av. En gang i tiden gjorde jeg en analyse av dempningsfaktorens betydning mellom pre og effekt. http://www.veiset.net/tech/cf000.html og DF i området 20 vil ikke gi meg problemer i så måte.

Jan E Veiset

 

[jane]

På skjemaet over forsterkeren står det 2x27k som terminering for inngangstrafoen. Årsaken til at dette har blitt endret til 22k er en prat med Brian Sowter som har designet trafoene og målinger foretatt både i UK og her hjemme.
Optimal last for disse trafoene er egentlig 40k + 47k||150pF. Jeg ser at Sowter har oppdatert spesifikasjonene for denne type trafoer etter at jeg gjorde dem oppmerksom på resonansen ved rundt 40kHz ved høy sekundær last.

Jan E Veiset

 

[jane]

Et bilde fra dirty-siden av forsterkeren. Den eksterne strømforsyningen gir ut nettspenning (230Vac) for eventuelle forsyninger.

Trafoen er festet på en brakett som fungerer som avstiving for chassiset. I dette tilfettet er eventuell forsyning gløding av signalrørene. Trafoen på bildet er 6.3V/4+4A. Erfaring tilsier at Hammond-trafoer blir ganske varme når de kjøres i nærheten av merkeeffekt og derfor tenker jeg å borre noen hull i bunnplaten som tilsvarer plassering av trafoen.
Glødingen vil bli ballansert i forhold til jord, enkelt gjort med 2x2x150R motstander fra hver fase mot nullreferanse.

Jan E Veiset

 

[Audiomix]

På en god dag..........
Jan E Veiset

;D

 

[jane]

Med de trafoene jeg hadde greide jeg aldri å temme resonanser og ringing tilstrekkelig til å si meg fornøyd ved å tappe g2 feedback fra primærsiden. Eneste måten jeg greide å oppnå et brukbart resultat på var å begrense forward båndbredde så mye at de gitt ut over audiobåndet, og det er ikke en god nok løsning.
Så da ble det å gå tilbake til tegnebrettet og redesigne (ikke se så nøye på verdier etc på denne skissen).

Løsningen kan minne litt om Quad II med EF86 som inngangspentoder og beamtetroder i sluttdelen, men der slutter de fleste likheter. Katodefeedbacken er her gjort global ved å trekke den frem til inngangstrinnet, inngangstrafoen står for fasesplitting og selve forsterkeren er helt symmetrisk.

I går kveld var en kanal testet stabil med en effektbåndbredde på 60kHz ved 30W og siste rest av HF-burst ved startende klipping ble eliminert ved å øke verdien på g2-stopperne på utgangsrørene. Så, da er det håp.

I kveld tenker jeg å gjøre en målesesjon, og yter ikke forsterkeren likt eller bedre tilsvarende Quad II på de fleste punkter [1], er det nok en gang duket for å sette seg ved tegnebrettet.

Jan E Veiset


[1] http://www.stereophile.com/amplificationreviews/805quad/index4.html

 

[Rhesus]

Jeg klarer ikke helt å fri meg fra tanken om at du kan ha litt positiv feedback i den originale kretsen din, i tillegg til at du får faseforskyvning p.g.a. lekkinduktans.

Det jeg tenker på er feedback som kommer fra 'egen' 6550 anode gjennom feedbackmotstanden til den andre siden. Når lekkinduktansen gjør seg gjeldende, vil det forsterkes.

Har du regnet noe på open-loop responsen til g2 på inngangsrørene?

 

[jane]

Det er meget mulig det var medvirkende. Imidlertid virket det ikke som om det gjorde noen forskjell om jeg kortsluttet eller åpnet feedbackmotstanden, så jeg tenkte på kapasitanser, for eksempel mellom primærviklingene.

Transkonduktansen for g2 (EF86) ligger i området 0.06 mA/V. Med en anodemotstand på 56k bør dette gi en g2 open loop gain på rundt 3 i inngangstrinnet.

Jan E Veiset

 

[jane]

I motsetning til de aller fleste slutt-trinn som har en spenningsforsterkning rundt 26dB har denne forsterkeren en gain i overkant av 10dB. Det er et bevist valg begrunnet i at mange rørpreamper har en gain på 20dB eller mer og sammen med et effekttrinn etter dagens standard vil dette gi en mismatch, rent nivåmessig. Det er sikkert mange som har erfart at en rørpre gir så høyt utgangssignal at en må bruke dempeledd for å temme den sammen med slutt-trinnet. 10dB gain i effekttrinnet betyr rundt 5Vrms fra preampen for full utstyring, noe som passer bra sammen med de preampene jeg har.

Så over til målingene for dette effekttrinnet.

Frekvensgangen er målt ved 2.8Vrms inn i 8 ohm resistiv last, med andre ord ved 1W utgangseffekt. Responsen er 10Hz – 70kHz (-1dB). Som det sees er det en liten supersonisk peak på +0.1dB ved 40kHz. Det er helt sikkert mulig å tune bort denne peaken, muligens med litt tap av total båndbredde. En virkelig last (høyttaler) vil uansett gi en annen respons, så hvor mye arbeid som skal legges i akkurat dette er jeg litt usikker på.

Peaken i frekvensresponsen gir seg også utslag som overshoot ved 10kHz firkantrespons. Ellers viser denne testen ingen tendenser til ringing.

Forvrengningen er målt på to måter:
Ved 1kHz fra 0.5 til 32W utgangseffekt. Jeg har her splittet odd og even harmoniske i to grafer for å se forholdet mellom disse. Odd og even består i dette tilfellet kun av 2, og 3. harmoniske, høyere harmoniske ligger ~20dB eller lavere under dette.

Grafen er ganske typisk for push pull forsterkere og viser at odde harmoniske øker mer enn even ved økt effekt. Dette grunnet evnen push pull har til å undertrykke like harmoniske. Total harmonisk distorsjon (THD) er kvadroten av kubikksummen av de ulike harmoniske og i dette tilfellet passeres 1% THD ved ca 20W utgangseffekt.

Den andre metoden for å måle distorsjon er å se på distorsjonsmønsteret ved påtrykt 50Hz ved en noe høyere utgangseffekteffekt.

Her ved 8Vrms ut, og som vist er det 2. og 3. harmoniske som er dominant, begge på rundt 0.3%. Forholdet mellom komponentene er det samme som ved 1kHz, noe som tilsier at utgangstrafoen er utenfor metningsområdet.

Noen andre tørre tall:
Inngangsimpedans: 13.5kohm (1kHz)
Utgangsimpedans: 1.05 ohm (DF=7.6)
Maks utgangseffekt: 35W ved startende klipping.
Signal/støy: -80dB (ref 30W)


Jeg sa vel noe om at denne forsterkeren burde ha bedre resultater enn Quad II før at jeg ble fornøyd. Testen av Quad II er her: http://www.stereophile.com/amplificationreviews/805quad/index4.html og sånn sett har jeg nådd akkurat det målet.

At g2-feedbacken gikk åt skogen irriterer meg, men samme prinsipp er under bygging i en preamp. Der har jeg på forhånd testet at det fungerer som forventet i et testoppsett.

Jan E Veiset

 

[jane]

Jeg har lyttet til forsterkeren i noen dager og det er en god forsterker til å drive RF5-ene mine. Den har som 30 watter selvfølgelig ikke ubegrenset med ressurser (hvilken forsterker har det?), men å dra opp lydtrykket rimelig ettertrykkelig uten å bli svett, det greier den godt.
Med en effektbåndbredde på godt over 60kHz ivaretar den både dyp bass og perspektiv. Det siste er noe som forsvinner rimelig fort hvis effekttrinnet startet å rulle av for tidlig selv om dette skjer godt oppe i audiobåndet (spesielt hvis dette skjer asymmetrisk).

- Oppe på stereobenken:

- Eller som det ser ut i fra undersiden:

Jan E Veiset

 

[VegardW]

Irriterende ryddig og pent det interiøret.Si meg tegner du ut plassering av hver eneste kabelstump før du lodder, eller bare faller det så bra på plass helt av seg selv?
Nå ble jo dette en annen forsterker en først tenkt, og det var ergerlig at g2 loopen ikke føyde seg,Skal du gjøre en mark 2 bare for å ta rotten på den som de sier i B?
dette med perspektiv tap: og tidlig avrulling:er der definert en minimum båndbredde for å ivareta dette.?

 

[andreas]

Gratulerer med en flott forsterker. Henger som vanlig ikke med på tech stoff, men lar meg imponere over elegansen i layout.

Med en effektbåndbredde på godt over 60kHz ivaretar den både dyp bass og perspektiv. Det siste er noe som forsvinner rimelig fort hvis effekttrinnet startet å rulle av for tidlig selv om dette skjer godt oppe i audiobåndet (spesielt hvis dette skjer asymmetrisk).

Jan E Veiset

Akkurat det mener jeg var den største forskjellen mlm en Mc275 jeg hadde på hjemlån og min DIY EL34 amp. Mc275 hadde et perspektiv min egen ikke kan matche. Vil en CCS i halen på LTP-en gjøre noen forskjell i denne sammenheng?

 

[jane]

Nå ble jo dette en annen forsterker en først tenkt, og det var ergerlig at g2 loopen ikke føyde seg

Jo, det irriterer meg at jeg fikk til g2-feedbacken på den måten jeg ønsket i akkurat denne forsterkeren. Jeg vet at prinsippet fungerer og en pre bygget på samme tankene med g2-feedback er på vei, for å si det sånn..

Et bilde av prototypen:

Til Vega65 og Andreas:
Når det gjelder båndbredde så tror jeg ikke det finnes noe fasitsvar, men jo høyere jo bedre. Som Andreas sier så har MC275 et bra perspektiv og skulle ikke forundre meg at dette henger sammen med høy båndbredde. En av de bedre forsterkerne jeg har bygget er basert på prinsipper fra McIntoch (unity trinn med over 200kHz båndbredde)

Sånn sett er jeg en stor tilhenger av gode kretsløsninger istedenfor å bruke pengene på eksotiske komponenter.


Jan E Veiset

 

[VegardW]

For en nybegynner er det lett å la seg forføre av fancy komponenter og eksotiske navn og markedsføring.Tror det er en del av veien dette å skeie ut litt på handlefronten innimellom.Og det er ikke til å unngå at en treffer en del valg som i ettertid fremstår som feil.På den annen side er det ikke dumt å selv etterprøve om ulike komponentkvaliteter utgjør en forskjell.Men som en overordnet kjøreregel er siste utsagn begynnt å fremstå som vesentlig.

 

[jane]

Jeg sier ikke at kvaliteten på komponentene er uvesentlig, men jeg tror det er en håpløs oppgave å rette opp svakheter i designet ved å bytte komponenter til eksklusive merkevarer.

Mange forsterkere har for eksempel det som kalles forward rolloff. Det betyr at båndbredden er strupet i inngangstrinnet. Dette er gjort for å øke høyfrekvensstabiliteten; man innfører en kjent og dominat pol, og bruker feedback for å flate ut frekvensgangen. Eksempelvis er Mullard 5-20 [1] designet etter dette prinsippet. Open loop frekvensrespons (altså uten feedback) starter å rulle av rundt 5 kHz og er nede på -20dB en dekade høyere. Imidlertid er graden av feedback alltid begrenset i en rørforsterker slik at loopfeedback, pga forward rolloff, avtar ganske markant i høyfrekvensområdet. Det er rett og slett ikke mye signal å føde tilbake ved høye frekvenser, man har oppnådd en stabil forsterker men også en forsterker med begrensede høyfrekvensegenskaper.

Dette designet har både sine sterke sider og svakheter. For å endre de svake sidene kreves etter mitt syn redesign. Likevel hører en ofte beretninger om hvor stor forskjell både passive komponenter og rør greier å gjøre i forsterkere designet etter dette prinsippet. Det er meget mulig tilfelle, men luftighet, perspektiv, transienter etc er alle begreper sterkt knyttet til forsterkerens høyfrekvensegenskaper noe som i stor grad bestemmes (og begrenses) av kretsløsningen.

Jan E Veiset

[1] Mullard gjorde et neat trick ved å implementere rolloff via en shelf funksjon. Claus Byrith har en gjennomgang av 5-20 forsterkeren her: http://www.lundahl.se/pdfs/claus_byrith/amplifier_30wpp.pdf men jeg kan ikke se at han nevner så mye om dette, imidlertid er skjemaet til 5-20 der og shelf funksjonen finnes i anodelasten til EF86.

 

[andreas]

[1] Mullard gjorde et neat trick ved å implementere rolloff via en shelf funksjon. Claus Byrith har en gjennomgang av 5-20 forsterkeren her: http://www.lundahl.se/pdfs/claus_byrith/amplifier_30wpp.pdf men jeg kan ikke se at han nevner så mye om dette, imidlertid er skjemaet til 5-20 der og shelf funksjonen finnes i anodelasten til EF86.

Dette blir jo litt OT i forhold til din SFU-forsterker, men vi kan jo evt lage en ny tråd.

Er "shelf-funksjonen" gitt ved den resistoren som går fra B+ til g2 på EF86 (470kOhm) i det orginale skjemaet, eller er det filteret som sitter over anodelast - resistoren (C1 og R3)?

 

[Audiomix]

Er "shelf-funksjonen" gitt ved den resistoren som går fra B+ til g2 på EF86 (470kOhm) i det orginale skjemaet, eller er det filteret som sitter over anodelast - resistoren (C1 og R3)?

Det siste.
Men å si at den starter å rulle av ved så lavt som 5kHz er vel å ta litt hardt i?
Du har rett jane, men det blir litt som å si at en er skadet i armen etter å ha fått ei flis i fingeren

 

[jane]

Jeg ser at knekkfrekvensene er forskjellig på 5-10 og 5-20 (begge finnes i notatet til Byrith) og at 5-20 har høyere knekkfrekvens enn 5-10, men hensikten er den samme. Byrith har utelatt shelf funksjonen i sin implementering (4-30) og vil få første ordens rolloff ved en høyere frekvens pga miller-kapasitans og inngangstrinnet utgangsresistans.
Forskjellen på shelf og et første ordens filter er mindre fasedreiing i shelf-filteret. Et første ordens filter vil gå mot 90 grader fasedreiing, og da har man en margin på 90 grader tilbake før forsterkeren oscillerer.

Jan E Veiset

 

[VegardW]

Flott med en forklaring der du refererer til 4-30.Jeg har mange ganger forsøkt å få tak på ev svake punkter i konstruksjonen .Men evnene strekker ikke til (enda) og nå falt jammen noe på plass
Jeg har ingen problemer med å følge logikken i at en ikke kan korrigere en svakhet i en krets med bedre komponenter som jo ikke endrer et strukturelt problem.Alikevel er det en del å hente med bedre rør i denne forsterkeren spes var dette lett å høre da ef 86 og ecc 83 ble byttet fra byggekvalitet til presumtivt svært gode utgaver av de respektive.Med el 34 rulling synes jeg det var svært vrient å høre forskjeller.takk for forklaringen

 

[VegardW]

kjapp titt i cbs appendix måling av frekvensrespons v 10w ut og uten neg feedback:
-0.38db v 5khz
-7.00db v 50khz
-15.7db v 80khz

 

[jane]

kjapp titt i cbs appendix måling av frekvensrespons v 10w ut og uten neg feedback:
-0.38db v 5khz
-7.00db v 50khz
-15.7db v 80khz

4-30 har i liten grad forward rolloff. Dermed er open loop høyfrekvensrespons stort sett gitt av utgangstrafoen og diverse miller- og strø-kapasitanser.

Jan E Veiset

 

[andreas]

4-30 har i liten grad forward rolloff. Dermed er open loop høyfrekvensrespons stort sett gitt av utgangstrafoen og diverse miller- og strø-kapasitanser.

Jan E Veiset

F.eks inngangstrinnet vil ha miller på 0,05pF og anoderesistans på 16,5kOhm. Da kan vi vel regne på knekkfrekvens her. Er det F=1/2piRC som er formelen.

Vil ulike utgaver av rør ha ulik millerkapasistans? (Det er det kanskje vanskelig å svare på..) I så fall burde man kanskje høre forskjell.

 

[Rhesus]

Min erfaring er at det er ganske nødvendig å regne på open loop frekvensresponsen, og kompensere deretter, hvis man har å gjøre med et litt 'ustabilt' design. Slik kompensering er egentlig best beskrevet i bøker om reguleringsteknikk. Jeg benytter vanligvis en teknikk som kalles K-factor. Der regner man seg fram til en faktor som brukes i kompenseringen. Den hjelper deg å velge teknikk, og å velge komponentverdier.

Kompenseringen som er gjort i den nevnte forsterker er egentlig en lag kompensering. Den er en fundamental byggeblokk i tradisjonell reguleringsteknikk. http://en.wikipedia.org/wiki/Lead-lag_compensator

Det finnes mer kompliserte kompenseringsteknikker. valget av teknikk baserer seg på hvor mye fasekompensering som er nødvendig for å få den fasemarginen man ønsker.

 

[jane]

F.eks inngangstrinnet vil ha miller på 0,05pF og anoderesistans på 16,5kOhm. Da kan vi vel regne på knekkfrekvens her. Er det F=1/2piRC som er formelen.

Vil ulike utgaver av rør ha ulik millerkapasistans? (Det er det kanskje vanskelig å svare på..) I så fall burde man kanskje høre forskjell.

Kapasitansen (Cag1) for en pentode er som regel veldig lav. Dette endrer seg når den kjøres i triodemodus blant annet fordi kapasitansen Cg1g2 også vil inngå i total Cag.

Her er litt om beregning av Miller kapasitans: http://www.aikenamps.com/MillerCapacitance.html

Rørkapsitanser er som regel rimelig konstante saker da det har med fysisk plassering og utforming av de ulike nodene å gjøre (det er ofte vanlig på oppgi dem med desimaler i databladene), men variasjoner finnes helt sikker innenfor dette som hos alt annet.

Jan E Veiset

 

[andreas]

Har nå prøvd å finne forskjeller mellom EF86-rør "på øret" ved å bytte mlm GoldenDragon EF86 fra Motron og nos Telefunken EF86 (med diamant) i min EL34 forsterker. Har hatt slike rør liggende en stund uten å at jeg har funnet anledningen til å prøve dem. Forskjellen i hva som kommer ut av høytaleren ved bytte fra GD til T. er på langt nær så dramatiske som de gangene jeg har byttet til nos rør i SE forsterkere (har hatt to ulike SE rør-preamper), men det er likevel forskjell. I SE forforsterkerne husker jeg en forskjell i både klangbalanse, trøkk, smekk, bass og perspektiv så haka faller ned på knærne. I EL34 ampen endres ikke klangbalansen noe særlig ved byttet, heller ikke "trøkk, smekk" og perspektiv vesentlig. Største forskjellen ligger i hva jeg hører "innover" i musikken, av små detaljer og bedrede transienter. F.eks kommer den lille tynne stemmen som fyller ut Holly Cole på kuttet "Temtation" langt klarer til uttrykk. Bassen er også litt strammere, og det er kanskje en anelse mer fylde i lydbildet, men det er jeg egentlig ikke helt sikker på.

Synes denne "testen" nyanserer det du sier om forskjeller mlm rør og passive komponenter i denne kretsen. Jeg vil for min del si at forskjellen knapt var verdt kostnaden ved å anskaffe rørene, men det var likefullt lett hørbare forskjeller.

 

[jane]

Det er et vanskelig tema dette med å høre alle mulige slags forskjeller mellom ulike komponenter. Av og til låter alt "ræva" uansett og av og til mener jeg å ha funnet HiFi-himmelen. For mitt vedkommende, og jeg tror ikke jeg er så veldig forskjellig skrudd sammen enn alle andre, så tror jeg det handler mye om det mentale, helheten av lytteintrykket virker å være mye mer komplekst enn hvordan ting fremstår på tegnebordet.
Uansett så er det en grei leveregel å velge kvalitetskomponenter der man mener det er verd å gjøre det. Jeg tenker da på målbare ting som forvrengning, støy, båndbredde etc. Det ikkemålbare overlater jeg til voodoohalvdelen av hjernen min, som kanskje er den halvdelen som gir meg høyest belønning.
Enkelt skal det ikke være. ;D

Jan E Veiset

(Apropos kvalitetskomponenter så hentet jeg et femtitalls E80CC, 6FQ7, 12B4A, etc i går.)